image
EN CONSTRUCTION
Numérisation des cours Alain PASQUET, Mise en page Pascal CHOUR - 2016 - 2017


LECON 1

Fin de la leçon 1


LECON 2

Fin de la leçon 2


LECON 3

Fin de la leçon 3


LECON 4

Fin de la leçon 4


LECON 5

Fin de la leçon 5


LECON 6

Fin de la leçon 6


LECON 7

Fin de la leçon 7


LECON 8

Fin de la leçon 8


LECON 9

Fin de la leçon 9


LECON 10

Fin de la leçon 10


LECON 11

Fin de la leçon 11


LECON 12

Fin de la leçon 12


LECON 13

Fin de la leçon 13


LECON 14

Fin de la leçon 14


LECON 15

Fin de la leçon 15


LECON 16

Fin de la leçon 16


LECON 17

Fin de la leçon 17


LECON 18

Fin de la leçon 18


LECON 19

Fin de la leçon 19


LECON 20

1 – AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE PUSH-PULL

Les amplificateurs de puissance en push-pull sont constitués par 2 transistors qui amplifient 2 signaux parfaitement égaux, mais en opposition de phase (c’est-à-dire déphasés de 180°). Ceci signifie, comme nous le verrons mieux par la suite, que les 2 signaux appliqués sur les bases des 2 transistors sont à tout instant, d’amplitude égale, mais tandis que l’un est positif par rapport à la masse, l’autre est négatif, ou inversement.

Le système est donc parfaitement symétrique, ou plutôt, équilibré par rapport à la masse ; par rapport à un système non équilibré, comme le sont tous les étages qui n’utilisent qu’un seul transistor, on obtient un avantage sensible en ce qui concerne la distorsion du signal de sortie.

En effet, à cause de la symétrie du système (comme nous allons le voir sous peu avec les constructions graphiques relatives à un étage push-pull) le signal de sortie est "symétrique", c’est-à-dire que les 2 alternances du signal de sortie sont parfaitement égales, non seulement en amplitude mais aussi en forme.

Comme nous l’avons vu dans la dernière leçon, ce résultat (égalisation des 2 alternances du signal de sortie) est difficilement obtenu avec un seul transistor, à cause de la courbure de la caractéristique d’entrée ; ce n’est que dans certaines conditions de commande du transistor que l’on peut obtenir 2 alternances d’égale amplitude.

Dans le cas d’un étage push-pull, ce résultat est obtenu automatiquement avec une réduction importante de la distorsion. L’étage push-pull est donc par sa nature même, un circuit de "plus haute qualité" que celui qui n’a qu’un transistor.

Il a en plus d’autres avantages en ce qui concerne le rendement et la puissance absorbée sur la pile d’alimentation, lorsqu’il s’agit d’un étage fonctionnant en classe B.

Comme le fonctionnement d’un étage push-pull classe B est très différent des étages vus jusqu’à présent, il est bon d’étudier son comportement ainsi que les propriétés d’un tel circuit, avant de passer à un exemple numérique avec les constructions graphiques sur les caractéristiques.

Nous allons voir 3 types différents d’étage push-pull classe B : 2 de ceux-ci sont normalement utilisés en pratique, soit dans les récepteurs dont la puissance de sortie n’est pas inférieure à une centaine de milliwatts, soit dans les amplificateurs de puissance plus grande. Le 3ème type sera étudié surtout pour son intérêt théorique.

1 – 1 ÉTAGE DE SORTIE EN CLASSE B AVEC TRANSFORMATEUR DE SORTIE

A la figure 1, est indiqué le schéma de principe d’un étage de puissance push-pull classe B avec transformateur de sortie ; les émetteurs des 2 transistors sont directement reliés à la masse (pour simplifier nous ne considérons pour le moment aucun circuit de stabilisation thermique).

La prise centrale du secondaire du transformateur d’entrée est directement reliée à la masse, tandis que les enroulements sont branchés directement sur les bases ; les collecteurs sont alimentés par une seule pile, à travers les 2 enroulements P1 et P2 des primaires du transformateur de sortie.

Le secondaire S de ce transformateur alimente la bobine mobile Bm du haut-parleur qui constitue la charge de l’étage.

La pile d’alimentation est reliée entre la masse et la prise centrale du transformateur de sortie, comme on le voit sur la figure 1.

Si les transistors sont du type PNP, le plus de la pile sera relié à la masse (cas de la figure 1). Dans le cas de transistors NPN, le schéma reste identique mais la pile devra alors avoir son pôle moins relié à la masse.

Le schéma de la figure 1 est relatif au montage en émetteur commun, car c’est celui qui est le plus utilisé dans les récepteurs radio ; tout ce qui sera dit dans les paragraphes suivants reste évidemment valable s’il s’agit du montage base à la masse, compte tenu des quelques différences déjà examinées plusieurs fois, existant entre les 2 types de montage.

Pour étudier le fonctionnement du schéma de la figure 1, nous allons tout d’abord considérer qu’aucun signal n’est appliqué pour le moment au primaire P du transformateur d’entrée Te, c’est-à-dire que l’étage est actuellement au repos. On voit que, dans ces conditions, les 2 transistors ne conduisent pas : en effet les 2 émetteurs sont reliés directement à la masse, ainsi que les 2 bases à travers la faible résistance des enroulements S1 et S2 du secondaire du transformateur d’entrée Te.

De cette manière, les jonctions base-émetteur ne sont pas polarisées, aucun courant ne traverse la liaison de base, et par conséquent, le courant du collecteur est nul. Ainsi, en l’absence d’un signal, les 2 transistors ne conduisent pas (ils sont bloqués) et n’absorbent donc aucun courant de la pile.

Lorsque l’on applique un signal au primaire P de Te, le comportement du circuit est différent selon qu’il s’agit d’une ou de l’autre alternance ; il faut donc considérer séparément le fonctionnement pour l’alternance positive, puis pour l’alternance négative.

Supposons tout d’abord que l’on applique au primaire de Te l’alternance négative du signal (qui par simplification est supposé être sinusoïdal mais le raisonnement reste valable pour une forme quelconque du signal). Dans ces conditions, le primaire P est parcouru par le courant ie avec le sens indiqué sur la figure 2a.

Par induction, le courant ie induit dans les 2 enroulements secondaires S1 et S2, deux f-é-m (force électromotrice) VB1 et VB2 (d’où les courants iB1 et iB2 ).

Étant donné la disposition des circuits, la f-é-m VB1 a le sens de la flèche de l’émetteur de TR1, tandis que la f-é-m VB2 a le sens opposé à la flèche de l’émetteur de TR2.

Si l’on se rappelle la signification de la flèche de l’émetteur (celle-ci indique le sens dans lequel la jonction base-émetteur conduit), on voit que tandis que VB1 a le sens de conduction de la jonction base émetteur de TR1, VB2 a le sens opposé à la conduction de la jonction base émetteur de TR2.

Le résultat est le suivant : le courant iB2 ne peut pas circuler ; tout se passe comme si TR2 n’avait pas de courant de commande ; TR2 reste donc bloqué pendant toute l’alternance négative du signal de commande appliqué au primaire P. Le courant de collecteur iC2 reste donc nul.

Le contraire se produit pour TR1 : dans sa liaison de base, circule le courant iB1 , et le circuit du collecteur va être traversé par le courant iC1 , qui aura même forme que iB1 et sera β fois plus grand que celui-ci (β coefficient d’amplification du courant).

Le courant iC1 circule dans la moitié P1 du transformateur de sortie Tu avec le sens indiqué sur la figure 2a. Dans le secondaire et dans la charge RC circulera le courant d’utilisation iu avec comme sens, celui de la figure 2a.

Si l’on considère maintenant l’alternance suivante, on trouve que le courant ie a le sens opposé à celui de tout à l’heure (figure 2b). Les courants au secondaire s’inversent, et on démontre facilement que c’est maintenant le transistor TR2 qui conduit, tandis que TR1 se trouve bloqué.

Dans le primaire du transformateur Tu, va circuler le courant iC2 avec le sens indiqué et le courant induit au secondaire aura donc le sens de la figure 2b.

En conclusion nous dirons, que pendant les alternances négatives, TR1 conduit seul, et pendant les alternances positives, TR2 seul.

Le transformateur d’entrée fait donc une "séparation" entre les 2 alternances : la première seule est amplifiée par TR1, la seconde par TR2.

Le transformateur de sortie fait l’opération inverse : il "recompose" les 2 alternances et délivre un signal complet à la charge d’utilisation.

Pour les alternances négatives de ie, tout se passe comme si le circuit était composé de S1, TR1 et P1 ; pour les alternances positives, le circuit est composé de S2, TR2 et P2 ; comme le secondaire de Tu est commun aux circuits des 2 collecteurs, le courant dans la charge est induit alternativement, une fois par iC1 qui traverse P1, une fois par iC2 qui traverse P2. On obtient ainsi la recombinaison du signal.

Comme la pile d’alimentation est commune aux circuits des 2 collecteurs, elle fournira le courant, alternativement à l’un puis à l’autre, et comme on peut le voir sur la figure 2, les courants iC1 et iC2 ont le même sens dans la pile. Il nous reste à vérifier que le circuit en classe B n’absorbe du courant que lorsqu’on lui applique un signal. Supposons que le courant ie est sinusoïdal et que les alternances positives sont vers le bas, tandis que les alternances négatives vers le haut (ce n’est qu’une convention). Le courant ie est représenté sur la figure 3a (2 périodes complètes). Les alternances négatives de ie sont donc comprises dans les intervalles 1,2 et 3,4.

Le courant iB1 n’existera donc que dans les intervalles 1,2 et 3,4 (figure 3b) ; le courant iC1 , n’existera donc que dans les mêmes intervalles de temps, mais son amplitude sera beaucoup plus grande (figure 3d).

Dans les intervalles de temps 2,3 et 4,5, c’est-à-dire pour les alternances positives de ie, nous aurons au contraire le courant iB2 et iC2 (figures 3c et 3e). Les 2 se recombinant dans le transformateur de sortie, donnent lieu au courant iu (figure 3f).

En nous rappelant que par convention nous avons admis que les alternances négatives étaient vers le haut, les courants de base et de collecteur sont donc vers le haut, puisqu’il s’agit de transistors PNP et qu’ils sont alimentés par des tensions négatives.

Le courant d’utilisation sera aussi alternativement positif et négatif comme le courant ie.

A la figure 3g est reportée la forme du courant iCC délivré par la pile : comme cette dernière alimente en même temps les 2 transistors, il est évident que l’allure du courant sera la résultante des courants des 2 collecteurs ; le courant iCC sera constitué par une série d’alternances négatives de même forme et amplitude que les courants iC1 et iC2 .

La puissance fournie par la pile peut être déterminée facilement en faisant le produit de la tension VCC de la pile par la valeur moyenne ICC du courant iCC de la figure 3g. En tenant compte que iCC est constitué par des alternances toujours de même sens, dont l’amplitude est iCp, la valeur de ICC est donnée par la formule suivante (valable uniquement dans le cas d’un signal sinusoïdal comme c’est le cas) :

ICC = (2 x iCp)/π = iCp/1,57

La puissance fournie par la pile est donc :

PCC = (VCC x iCp)/1,57

et sera exprimée en milliwatts, si la tension est en volts et le courant en mA.

1 – 2 ÉTAGE DE SORTIE CLASSE B SANS TRANSFORMATEUR DE SORTIE

Dans le cas des amplificateurs push-pull, le rôle du transformateur de sortie est double. Il sert tout d’abord à transformer la faible valeur de l’impédance de la bobine mobile du H.P. en une impédance optimum pour que le transistor puisse délivrer la puissance maximum. D’autre part, il sert à recombiner les 2 alternances du signal.

Comme nous l’avons vu dans la précédente leçon, le transformateur introduit toujours des pertes, dûes principalement à la résistance des enroulements. Il est donc logique de chercher une solution pour l’éliminer et alimenter directement la bobine du haut-parleur.

Pour ce faire, on utilise des H.P. de type spécial, ayant une grande impédance de bobine mobile, de façon à pouvoir les brancher directement dans le circuit des collecteurs. En second lieu, il est indispensable que la bobine mobile soit pourvue d’une prise centrale pour obtenir la recombinaison des 2 alternances.

Avec un tel type de H.P., on obtient le schéma de la figure 4, identique à celui de la figure 1, avec la seule différence que c’est maintenant le H.P. qui est directement relié sur les collecteurs.

L’avantage de l’élimination du transformateur de sortie se traduit pour une même paire de transistors, par un gain de la puissance de sortie de l’ordre de 15%, ce qui signifie en d’autres termes, un meilleur rendement de l’étage. Par contre, on a l’inconvénient d’avoir un haut-parleur plus cher (nombre de spires plus grand pour avoir une impédance plus élevée, et prise centrale).

D’autre part, en regardant le schéma de la figure 4, on voit que le courant de TR1 ne traverse seulement que la moitié gauche de la bobine mobile, et le courant de TR2, la moitié droite. Comme les 2 transistors travaillent alternativement, chaque enroulement de la bobine travaille seulement la moitié du temps, ce qui indique une mauvaise utilisation de celle-ci.

La bobine mobile est donc 2 fois plus lourde qu’une bobine normale de même impédance (2 fois plus de spires) le H.P est donc moins sensible et moins capable de répondre aux variations rapides du courant B.F.

Ces inconvénients (mauvaise réponses aux fréquences basses et prix élevé) font que l’avantage que l’on avait obtenu par la suppression du transformateur de sortie est en grande partie perdu. Le schéma de la figure 4 est donc rarement utilisé.

Le schéma de la figure 5 est par contre beaucoup plus utilisé. Il permet en effet d’éliminer le transformateur de sortie et en même temps d’utiliser un H.P. à simple bobine mobile.

Dans ce cas on peut dire que les 2 transistors sont branchés en série, puisque le collecteur de TR2 est relié directement à l’émetteur de TR1. L’alimentation est réalisée par 2 piles identiques, branchées elles aussi en série et dont les extrémités sont reliées, l’une au collecteur de TR1, l’autre à l’émetteur de TR2. On peut utiliser aussi une pile unique qui comporte une prise centrale. Le H.P. dont la bobine mobile est à haute impédance (et plus précisément, d’impédance égale à la valeur de la résistance de charge requise pour le type de transistors utilisés), est relié entre le point de jonction de l’émetteur de TR1 et du collecteur de TR2 et le point de jonction des 2 piles.

La commande des bases est faite par 2 enroulements secondaires séparés au lieu que ce soit un seul enroulement secondaire à prise médiane. Le fonctionnement du circuit est le suivant :

Supposons que pendant l’alternance négative du signal d’entrée, le courant ie dans le primaire ait le sens de la flèche en trait plein (figure 5). Le sens de la f-é-m (force électromotrice) dans les 2 secondaires sera celui indiqué par une flèche en trait continu (même sens que celui du courant).

On voit donc, que pour le transistor TR1, le sens est celui de la flèche de l’émetteur, ce qui signifie que TR1 conduit et que la bobine mobile est traversée par le courant iC1 qui va de droite vers la gauche ; ce courant est fourni par la pile P1.

Le transistor TR2 est par contre bloqué à cause du croisement des connexions du secondaire S2 entre base et émetteur de TR2. La tension de commande a donc un sens inverse de celui de la flèche de l’émetteur ; aucun courant ne circule dans TR2. La bobine mobile du H.P. est donc traversée par le seul courant iC1 .

Pendant l’alternance positive, les courants primaires et tensions secondaires ont le sens indiqué par les flèches en pointillés (opposé au sens précédent). TR2 conduit donc, tandis que TR1 est bloqué. La bobine mobile est donc traversée par le courant iC2 qui, grâce à la disposition du circuit, est fourni par la pile P2 et se dirige de la gauche vers la droite.

Dans ce cas encore, les 2 transistors travaillent alternativement pendant les alternances positives et négatives. Comme leurs courants de collecteur traversent la bobine mobile en sens inverse, on obtient automatiquement la recombinaison des 2 alternances, sans avoir à utiliser un transformateur de sortie ou un H.P. à prise médiane.

À remarquer encore, que même maintenant, si on n’applique pas de signal à l’entrée, les 2 transistors restent bloqués et que dans ces conditions, la pile ne débite pas, tout comme précédemment.

Le circuit de la figure 5 a donc des avantages sensibles par rapport aux 2 autres. En effet, par rapport au schéma de la figure 1, il n’y a pas de transformateur de sortie : donc pour un même type de transistors, on obtient une puissance sensiblement plus grande, et une distorsion moindre, puisque en tous les cas, on n’a pas celles introduites par le transformateur de sortie. On a, en outre, une bande passante plus grande (on verra par la suite ce que cela signifie), toujours pour la même raison, qu’il n’y a pas de limitations dûes au transformateur. En conclusion, le circuit de la figure 5 est de plus grande fidélité que celui de la figure 1.

Par rapport au schéma de la figure 4, le circuit de la figure 5 a en outre l’avantage d’utiliser un H.P. moins coûteux et ayant des qualités électriques et acoustiques meilleures.

Par contre, les inconvénients du circuit de la figure 5 sont les suivants : l’alimentation doit être faite par 2 piles et le transformateur d’entrée doit avoir 2 enroulements secondaires séparés au lieu d’avoir une seule prise centrale. Ces inconvénients sont toutefois minimes, tant du point de vue électrique, que du point de vue économique.

1 – 3 ÉTAGE FINAL EN CLASSE B, SANS TRANSFORMATEUR D’ENTRÉE NI DE SORTIE

Outre l’élimination du transformateur de sortie, on peut encore supprimer à l’aide d’un montage approprié, le transformateur d’entrée, en rendant le circuit extrêmement simple et de grande qualité.

Pour pouvoir éliminer le transformateur d’entrée, il faut utiliser 2 transistors ayant mêmes caractéristiques, mais du type complémentaires, c’est-à-dire un de type PNP et l’autre du type NPN, en exploitant le fait qu’ils travaillent avec des tensions de polarité inverse.

Le schéma est indiqué à la figure 6 : le transistor TR1 du type PNP est alimenté par la pile P1 dont la borne moins est reliée au collecteur du transistor ; le transistor TR2 est du type NPN et est au contraire alimenté par la pile P2, dont la borne plus est reliée au collecteur de ce dernier. La bobine mobile Bm du H.P. est branchée entre le point A de jonction entre les émetteurs des 2 transistors et le point B de jonction des 2 piles ; elle est ainsi traversée par les courants de collecteur des 2 transistors.

Le schéma est donc parfaitement analogue à celui de la figure 5, sauf en ce qui concerne l’inversion de branchement de TR2 (collecteur permuté avec l’émetteur), car celui-ci étant du type NPN nécessite une tension positive sur son collecteur au lieu d’une tension négative.

Les 2 bases sont reliées ensemble puis aux émetteurs par l’intermédiaire de la résistance RB ; ainsi, en l’absence du signal de commande, les 2 transistors se trouvent bloqués et aucun courant ne circule dans les collecteurs, tout comme dans les cas précédents.

Le signal de commande est appliqué, par l’intermédiaire du condensateur C, à l’ensemble des 2 bases ; comme les transistors sont complémentaires, l’un conduit pendant les alternances négatives, l’autre seulement pendant les alternances positives, sans nécessité de transformateur d’entrée, indispensable dans les schémas précédents.

Pendant l’alternance négative du signal de commande, le courant ie circule de la borne E2 vers la borne E1 : ce courant a le sens indiqué par la flèche en trait continu (figure 6). Ce courant peut traverser la jonction émetteur-base de TR1 car il a même sens que la flèche de l’émetteur de TR1. Par contre il ne peut circuler dans la jonction émetteur-base de TR2 car il a le sens opposé à celui de la flèche d’émetteur de ce transistor.

Ainsi, pendant les alternances négatives du signal, seul TR1 conduira et la bobine mobile du H.P. sera parcourue par un courant iC1 allant de la droite vers la gauche et fourni par la pile P1.

Pendant l’alternance positive, le courant ie circule de la borne E1 vers la borne E2. Maintenant, c’est le transistor TR1 qui est bloqué et TR2 conduit (flèches en pointillés). La bobine mobile est traversée par le courant iC2 allant de la gauche vers la droite et délivré par la pile P2.

Cette solution extrêmement élégante, est seulement d’un intérêt théorique, car la difficulté de réaliser en pratique 2 transistors de types complémentaires et de caractéristiques identiques est presque insurmontable. En effet, si les 2 transistors n’ont pas des caractéristiques parfaitement identiques, les courants des 2 collecteurs ne seront pas de même amplitude et le signal sera distordu.

Ce qui vient d’être dit reste valable en ce qui concerne les circuits où les 2 transistors sont du même type. Les transistors destinés à être montés dans des circuits push-pull sont en général apairés par le fabricant, de façon à réduire les inévitables différences (dûes aux tolérances de production) entre les caractéristiques des 2 transistors.

2 – EXEMPLE D’AMPLIFICATEUR EN CLASSE B

Comme nous l’avons fait dans la dernière leçon, lors de l’étude d’un amplificateur de puissance classe A, nous allons examiner maintenant le schéma d’un amplificateur classe B sur lequel nous ferons un exemple numérique. Pour simplifier, nous ne considérerons que l’amplificateur avec transformateur de sortie, car c’est celui qui est le plus largement diffusé dans la pratique. À partir de celui-ci, il sera facile de passer à n’importe quel autre type étudié dans cette leçon.

Le schéma en question est dessiné à la figure 7. Le schéma est identique à celui de la figure 1 à part les différences suivantes : le haut-parleur est remplacé par sa résistance équivalente RS, supposé être de 5Ω. On a mis en évidence dans le transformateur de sortie, la résistance de l’enroulement primaire (rp = 2Ω pour chaque demi-primaire) et la résistance du secondaire (rs = 0,6Ω) ; le primaire du transformateur d’entrée est alimenté par l’intermédiaire de la résistance R de valeur suffisamment élevée, par rapport à la résistance d’entrée de chacun des transistors, de façon que le circuit puisse être considéré comme étant commandé en courant (leçon théorique 15). Le réglage du courant de commande est fait à l’aide du potentiomètre Pe.

Pour l’instant, nous ne faisons aucune supposition sur la valeur du rapport de transformation des 2 transformateurs, et nous négligeons pour simplifier les résistances des enroulements de Te.

2 – 1 DROITE DE CHARGE

Étant donné que dans les étages push-pull classe B, les 2 transistors ne travaillent jamais simultanément, mais chacun à son tour nous pouvons faire l’étude complète de l’amplificateur en ne considérant qu’un seul transistor, celui qui conduit naturellement.

Il faut, avant tout, déterminer le point de repos A’ sur les caractéristiques, c’est-à-dire le point qui représente les conditions où se trouve le transistor lorsqu’aucun signal n’est appliqué à son entrée. Comme dans ces conditions, le courant de collecteur est nul (en effet, le transistor se trouve polarisé à l’interdiction), le point de repos se trouve sur l’axe horizontal de la caractéristique du 1er quadrant de la figure 8. À noter que pour ce transistor, et en général pour tous les transistors de puissance, cet axe coïncide aussi avec la caractéristique relative à un courant de base nul (-IB = 0).

Nous voyons donc que le point de repos se trouve en correspondance avec la valeur de la tension d’alimentation VCC (point A’ de la figure 8) puisque le courant de collecteur ICo est nul et qu’il n’y a donc aucune chute de tension dans le circuit des collecteurs, et que toute la tension de la pile se trouve appliquée entre le collecteur et l’émetteur du transistor. Nous avons donc VCEo1 = VCC = 9V.

Ainsi, lorsqu’il s’agit de déterminer le point de repos des transistors dans un étage classe B, il est inutile de tracer la droite de charge statique (qui dans le cas de l’exemple, aurait eu une pente correspondant à la valeur rp = 2Ω), puisque dans les conditions de repos, le courant de collecteur est nul.

Après avoir déterminé le point de repos, nous pouvons maintenant tracer la droite de charge dynamique. Pour obtenir la puissance de sortie maximum, sans dépasser la valeur limite du courant collecteur ICmax (qui pour un type donné est par exemple de 300 mA), nous considérons sur l’axe vertical le point D’ correspondant à cette valeur maximum du courant, et nous tracerons la droite de charge qui passe par les points A’ et D’ (figure 8).

La résistance de charge dynamique aura donc pour valeur :

Rd = VCC/ICmax = (9 V)/(300 mA) = 0,03kΩ = 30Ω

D’après le schéma de la figure 7, nous voyons que la résistance dynamique Rd se confond avec la résistance Rc présentée par la moitié de l’enroulement primaire du transformateur de sortie, car nous ne voyons aucune autre résistance, ni dans le circuit du collecteur, ni dans celui de l’émetteur.

En appliquant alors la formule donnée dans la leçon précédente, nous pouvons déterminer la valeur du rapport de transformation nu de Tu, pour que Rd ait bien la valeur de 30Ω. Nous obtenons :

nu = √((Rd - rp)/(Rs + rs )) = √((30-2)/(5+0,6)) = √(28/5,6) = √5 = 2,24

Ce qui signifie que le nombre de spires de la moitié de l’enroulement primaire doit être 2,24 fois le nombre de spires du secondaire.

La résistance de charge Rs ramenée au primaire aura donc pour valeur :

Rp = Rs x nu2 = 5 x (2,24)2 = 5 x 5 = 25Ω

2 – 2 PUISSANCE ET RENDEMENT

En procédant comme à l’habitude avec la droite de charge dynamique on passe du 1er quadrant au second, pour obtenir la caractéristique dynamique mutuelle et ainsi à la détermination des formes du courant et de la tension du collecteur, lorsque la base vient à être commandée par un courant sinusoïdal.

En examinant le 1er quadrant de la figure 8, on voit que le point de fonctionnement, en se déplaçant sur la droite de charge dynamique, peut atteindre au maximum le point C’ correspondant à la tension minimum possible en pratique du collecteur, qui dans le cas de l’exemple est de 0,6 V (tension Vk définie dans la leçon précédente) et au courant maximum de 280mA. En pratique le point de fonctionnement n’atteint jamais le point D’ qui correspond à la valeur limite ICmax de 300mA ; c’est une garantie supplémentaire de sécurité par le transistor.

Par le point C’ passe la caractéristique ayant comme paramètre IB = 4mA ce qui signifie que pour amener le point de fonctionnement en C’, le courant de commande devra atteindre la valeur crête de 4 mA.

Supposons donc, qu’en réglant correctement le potentiomètre Pe du schéma de la figure 7, nous faisions circuler dans le circuit de base de TR1, un courant sinusoïdal de commande iBp = 4mA de valeur crête. La sinusoïde qui représente ce courant de base peut donc être dessinée comme d’habitude, en prenant comme axe, la verticale passant par le point de repos A du 2ème quadrant. La construction graphique de la forme du courant et de la tension de collecteur sera faite en tenant compte de ce que pendant la 1ère alternance (0 à 6), le point de fonctionnement se déplace de A à C et revient en A : le courant de base passe donc de zéro, à la valeur maximum IB1 max = 4mA pour revenir à zéro.

Pendant la seconde alternance (6 à 12), le courant de base ne peut pas descendre en dessous de zéro et le point de fonctionnement reste constamment en A.

Comme nous pouvons le voir d’après la figure 8, le courant de collecteur ne circule que pendant la pseudo période 0 – 6, et est égal à zéro, pendant toute la pseudo période 6 – 12. Nous avons tracé sur la même ligne, la forme de la tension de collecteur, mais seulement pendant la pseudo période où le transistor conduit. Nous verrons par la suite ce qu’il en advient de VCE pendant l’autre alternance.

A cause d’une légère courbure de la caractéristique dynamique mutuelle la forme du courant de collecteur est légèrement différente d’une sinusoïde. En effet, si nous regardons aux points 1 et 5, nous voyons que si le courant de base est bien égal à la moitié de la valeur crête (I'B1 = 2 mA en effet), le courant de collecteur par contre a pour valeur I'C1 = 180 mA, c’est-à-dire sensiblement plus grand que la moitié de la valeur maximum ICmax = 280 mA. Or nous savons que les formules permettant de calculer la puissance de sortie Po1 du transistor, la puissance PCC1 fournie par la pile, la puissance PC1 dissipée dans le transistor et le rendement, ne sont valables que dans le cas d’un courant de collecteur parfaitement sinusoïdal.

Toutefois, comme la différence avec la forme sinusoïdale est encore assez faible, ces formules resteront valables avec une bonne approximation.

Nous supposerons encore que les courants des 2 transistors sont parfaitement égaux (ce qui suppose que les 2 transistors sont parfaitement identiques, chose qui en pratique n’est vraie qu’en première approximation). On a pris l’habitude, dans ces calculs, de ne considérer qu’un seul transistor, c’est-à-dire pendant une alternance seulement. Pour cette raison, les formules que nous avons vues précédemment ne sont plus valables. Les formules que je vais vous indiquer ci-dessous en découlent ; pour obtenir la puissance relative à l’étage complet, ces valeurs devront être multipliées par 2.

En supposant donc que le courant de collecteur est sinusoïdal, la puissance maximum que peut délivrer le transistor sera donc obtenue lorsque le point de fonctionnement atteint son excursion maximum, c’est-à-dire la valeur maximum de 280 mA. Cette puissance peut donc être calculée à l’aide de la formule suivante :

Po1 = (iCp2 x Rd)/4 avec :

Dans le cas de notre exemple, nous avons :

iCp = IC1max = 28 mA = 0,28 A et Rd = 30Ω

Po1max = ((0,28)2 x 30)/4 = (0,0784 x 30)/4 = 2,352/4 = 0,588 W

La puissance de sortie maximum pour chacun des transistors du schéma de la figure 7 est donc de 588mW ; la puissance délivrée par les 2 transistors est donc :

Pomax = 2 x Po1max = 2 x 0,588 = 1,176W

La puissance moyenne que chaque transistor absorbe sur la pile est 0,802W environ (voir calculs page 6)

La puissance moyenne absorbée par les deux transistors est :

PCCmax = 2 x PCC1max = 2 x 0,802 = 1,604W

Le rendement de chaque transistor (égal au rendement de l’ensemble) peut maintenant être calculé en faisant le rapport entre Po1max et PCC1max (ou entre Pomax et PCCmax) :

η = Pomax/PCCmax = 1,176/1,604 = 0,733 soit 73,3%

Dans la détermination de la droite de charge, nous avons tenu compte de la valeur maximum du courant de collecteur admise pour le type de transistor utilisé, et nous avons fait en sorte que jamais pendant le fonctionnement, cette valeur ne soit dépassée. Par contre, nous n’avons pas encore vérifié si la puissance dissipée dans le transistor ne dépassait la valeur limite supposée de 300 mW. Faisons maintenant cette vérification.

On a tracé sur les caractéristiques du 1er quadrant de la figure 8, l’hyperbole d’isopuissance, c’est-à-dire celle qui correspond à la dissipation maximum admise de 300 mW. Or, nous voyons que la droite de charge dynamique passe au-dessus de cette hyperbole ; nous serions donc tentés de croire que ce transistor travaille dans des conditions dangereuses.

En examinant de plus près le fonctionnement du transistor, nous verrons que les choses ne sont pas tout à fait ainsi. En effet, le point de fonctionnement n’est pas continuellement dans la "zone interdite" c’est-à-dire dans la région comprise entre les points Q et R, mais il ne la traverse que pendant l’alternance où le transistor conduit, puis, pendant la seconde alternance, le point revient en A’ (IC nul) et le transistor se "repose".

A cause de l’inertie thermique du transistor, sa jonction ne peut pas s’échauffer instantanément pendant l’alternance de conduction et se refroidir immédiatement pendant l’alternance de repos. La température va donc se maintenir à une valeur presque constante. L’échauffement de la jonction n’est donc pas dû à la puissance maximum dissipée, pendant l’alternance de conduction, mais à la puissance moyenne dissipée pendant une période.

Le calcul de la puissance moyenne PC dissipée sur le collecteur est immédiat, si l’on se rappelle ce qui s’est dit dans la leçon précédente. En effet, si la pile fournit la puissance PCC et qu’une partie Po de celle-ci seulement constitue le signal de sortie, il est évident que la différence n’est autre que la puissance PC dissipée sur les collecteurs des 2 transistors.

Pour le transistor TR1 seul, on trouve que la puissance dissipée sur son collecteur, dans les conditions où le signal de sortie est maximum, sera :

PC1 = PCC1 – Po1 = 802 – 588 = 214mW

Il faut encore remarquer que la valeur de PC1 dépend de l’amplitude du signal de sortie et qu’elle n’atteint pas sa valeur maximum lorsque le courant de collecteur est lui-même maximum. Pour vérifier que la dissipation sur le collecteur ne dépasse en aucun cas la valeur autorisée de 300mW, il reste encore à calculer PC1 non pas dans le cas où le signal de sortie est maximum, mais dans le cas où PC1 atteint elle-même sa valeur maximum.

Dans ce but, le graphique de la figure 9 montre, comment varient les différentes puissances (PCC1, Po1, PC1) et le rendement η du transistor, lorsque l’amplitude iCp du courant de collecteur augmente de 0 à la valeur maximum de 280 mA.

Nous voyons qu’en augmentant iCp, la puissance PCC1 fournie par la pile au transistor croît régulièrement (on dit en langage mathématique qu’elle croît linéairement) ; que la puissance Po1 fournie par TR1 augmente d’abord lentement, puis de plus en plus vite (elle suit une loi "parabolique").

La puissance PC1 dissipée sur le collecteur (donnée pour chaque valeur de iCp par la différence entre les valeurs de PCC1 et Po1) augmente d’abord puis diminue ; elle atteint sa valeur maximum pour un courant iCpo de 191mA.

On démontre que cette valeur maximum est donnée par la formule :

PC1max = (ICmax x VCC)/π2 = (ICmax x VCC)/9,87

où VCC est la tension de la pile exprimée en volts. PC1max sera exprimée en watts ou en mW, selon que ICmax est donné en A ou en mA.

Dans le cas de l’exemple, on a : VCC = 9V et ICmax = 300 mA

on a donc :

PC1max = (300 x 9)/9,87 = 2.700/9,87 = 273mW

Cette valeur est donc plus faible que la valeur autorisée de 300mW et il n’existe donc pas de danger de destruction des transistors par échauffement. On démontre encore que la valeur iCpo pour laquelle PC1 est maximum est donnée par la formule :

ICpo = 2/π x ICmax = 0,636 x ICmax = 0,636 x 300 = 191mA

A propos de la figure 9, il est bon encore de faire quelques remarques d’ordre général, valables non seulement pour le cas de l’exemple, mais aussi pour n’importe quel amplificateur de puissance de classe B.

En examinant la figure 9, nous voyons que lorsque l’amplitude du courant de collecteur est égale à la valeur iCpo (191mA dans l’exemple), non seulement la puissance PC1 dissipée sur le collecteur atteint sa valeur maximum, mais elle est alors égale à la puissance Po1 fournie par le transistor comme puissance du signal de sortie. On a donc :

PC1 = Po1

Par conséquent, et pour cette condition du fonctionnement, la puissance PCC1 que le transistor absorbe sur la pile est égale à 2 fois la puissance Po1 et le rendement η est alors de 50%.

Nous pouvons dire en d’autres termes, que la dissipation est maximum sur le collecteur, lorsque le rendement du transistor atteint 50%.

Le rendement du transistor augmente avec iCp et atteint la valeur maximum de 73,3% lorsque iCp = 280 mA suivant la construction de la figure 8. Pour cette valeur de iCp nous retrouvons évidemment sur le graphique de la figure 9, les valeurs PCC1max = 802mW et Po1max = 588mW calculées précédemment.

Il est intéressant de noter, que pour iCp = 300mA (c’est-à-dire si le point C’ de la figure 8, pouvait arriver en D’ correspondant au courant ICmax = VCC/Rd ) le rendement est égal à la valeur théorique de 78,5%.

Le graphique de la figure 9 peut servir à calculer n’importe quel amplificateur classe B, par utilisation de l’échelle "réduite" de l’amplitude du courant de collecteur qui est :

k = iCp/ICmax.

L’échelle verticale porte les valeurs "réduites" des 3 puissances considérées correspondant à un seul des 2 transistors, c’est-à-dire la puissance "réduite" PCC1 que le transistor absorbe sur la pile, la puissance "réduite" Po1 délivrée par le transistor et la puissance (toujours "réduite") PC1 dissipée sur le collecteur. Pour revenir aux puissances réelles, à partir des puissances "réduites", il suffit de multiplier ces dernières par un facteur "h" donné par le produit VCC x ICmax. En exprimant la tension d’alimentation VCC de la pile en volts, les puissances réelles seront données en mW ou en W, selon que ICmax (qui représente toujours le courant maximum de collecteur admis pour le type du transistor considéré) est exprimé en mA ou en A.

Les valeurs maxima des puissances "réduites" et du rendement, qui sont celles qui nous intéressent en pratique, sont lues en correspondance de la valeur k’ donnée par la formule :

k’ = (VCC-Vk)/VCC

où VCC et Vk sont exprimées en volts. La puissance maximum "réduite" dissipée sur le collecteur se trouve toujours en correspondance de la valeur ko = 0,636.

Supposons par exemple que nous avons 2 transistors pour lesquels on admet un courant maximum de collecteur ICmax = 1,4A. La tension du coude Vk = 0,6V et la tension d’alimentation VCC = 6V.

Avec ces données, nous trouvons :

Sur le graphique de la figure 9, nous trouvons pour k’ = 0,9

Les valeurs réelles des puissances relatives à un seul des 2 transistors seront :

Les valeurs relatives à l’étage complet seront le double des valeurs précédentes.

2 – 3 PUISSANCE DE SORTIE ET RENDEMENT DE L’ÉTAGE

Comme pour les amplificateurs de puissance classe A, ceux en classe B ne peuvent délivrer à la charge (H.P. en général) toute la puissance Po fournie par les transistors à cause des pertes plus ou moins grandes mais inévitables dans le transformateur de sortie.

Si l’on considère un seul transistor ainsi que la moitié du primaire du transformateur de sortie qui lui correspond, la puissance que délivre le transistor au primaire est Po1, tandis que la puissance Pu1 qui effectivement est appliquée à la charge, peut être déterminée de la même façon que pour un étage classe A.

Pu1 = Po1 x Rp/Rd

Dans le cas de l’exemple nous avons Po1max = 588mW. La résistance dynamique Rd = 30Ω ; la résistance secondaire ramenée au primaire Rp = 25Ω.

Pu1max = 588 x 25/30 = 588 x 0,833 = 490mW.

La puissance maximum fournie à la charge par les 2 transistors est donc le double.

Pmax = 2 x Pu1max = 2 x 490 = 980mW = 0,98W

Nous pouvons encore calculer le rendement de l’étage, en faisant comme pour l’étage classe A, le rapport entre la puissance de sortie Pu et la puissance PCC absorbée par les 2 transistors sur la pile.

Dans l’exemple nous avions PCCmax = 1,604W

η = Pumax/PCCmax = 0,98/1,604 = 0,6109 = 61,09%

Ce chiffre est sensiblement plus faible que le rendement η du transistor. Il nous reste encore, avant de terminer l’étude sur les étages finals push-pull classe B, à examiner les caractéristiques composites, les distorsions et les circuits de polarisation. Nous verrons ceci dans la prochaine leçon.


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 19ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Le rendement d’un transistor est défini comme étant le rapport entre la puissance Po délivrée par celui-ci et la puissance PCo que ce dernier absorbe sur la pile d’alimentation.

2 – Les valeurs maxima théoriques du rendement d’un transistor sont 0,5 (soit 50%) et 0,785 (soit 78,5%) dans le cas d’un fonctionnement en classe A ou B respectivement.

3 - Les transistors d’un étage de sortie en classe A "chauffent" plus lorsque l’étage n’est pas excité ; par contre s’il s’agit d’un étage classe B, ils "chauffent" plus lorsque ce dernier travaille.

4 – La puissance maximum qu’un transistor en classe A peut fournir est égale à la moitié de la puissance maximum qu’il peut dissiper. S’il s’agit de 2 transistors en classe B au contraire, la puissance maximum qu’ils peuvent fournir est égale à 4,83 fois la puissance maximum que chacun d’eux peut dissiper.

5 – Le rendement d’un étage est toujours plus faible que celui des transistors, à cause des pertes qui se produisent dans le transformateur de sortie et dans la résistance de l’émetteur.

6 – Un transformateur réel peut être représenté par un transformateur idéal qui aurait en série avec chacun de ses enroulements, une résistance de valeur égale à la valeur de la résistance même de ses enroulements.

7 – Le schéma équivalent d’un transformateur réel, en ce qui concerne le courant continu, est constitué par une résistance dont la valeur est celle du primaire du transformateur.

8 – Pour éviter l’autodestruction d’un transistor de puissance, il faut que le coefficient de stabilité de son circuit de polarisation soit inférieur à une certaine valeur maximum tolérée.

9 – Pour réduire au minimum les distorsions d’un étage classe A à un seul transistor, il faut placer en série avec la base du transistor une résistance de valeur convenable.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 20ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Combien doit-on utiliser de transistors dans un étage push-pull ? Comment doivent être ces transistors ?

2 – Pourquoi les 2 alternances d’un signal de sortie dans un étage push-pull sont-elles toujours parfaitement identiques ?

3 – Comment sont polarisés les transistors dans un étage classe B ?

4 – Quelle est la puissance absorbée sur la pile par l’étage classe B, lorsqu’aucun signal n’est appliqué à son entrée ?

5 – Lorsque l’on applique un signal à l’entrée, est-ce que les 2 transistors conduisent simultanément ?

6 – Est-ce que l’on peut supprimer le transformateur de sortie ?

7 – Pourquoi n’utilise-t-on pas en pratique, de transistors complémentaires ?

8 – Dans quelles conditions, la puissance dissipée sur le collecteur atteint-elle sa valeur maximum ?

9 - Pourquoi dans un étage classe B, la droite de charge tracée sur les caractéristiques de collecteur, peut-elle dépasser la courbe de dissipation maximum ?

Fin de la leçon 20


LECON 21

ETAGE PUSH-PULL - CARACTERISTIQUES COMPOSEES

Dans la leçon précédente, nous avons étudié l'étage de sortie push-pull classe B en considérant le comportement d'un seul transistor ; ceci était possible puisque les deux transistors conduisaient alternativement, l'un pendant  l'alternance négative, l'autre pendant l'alternance positive du signal de commande .

Pour étudier le comportement de l'étage d'un point de vue beaucoup plus complet, il faut considérer les deux transistors et "composer" leurs caractéristiques de façon à obtenir des courbes dites "composées" qui représentent non plus un seul transistor, mais l'ensemble des deux transistors.

Reprenons pour cela l'exemple de la figure 7 Théorie 20, où l'étage était piloté en courant et pour lequel les caractéristiques "composées" et les constructions graphiques qui s'y rapportent sont indiquées à la figure 1.

Comme il apparaît sur cette figure, les caractéristiques "composées" sont obtenues de façon très simple, en juxtaposant les caractéristiques du transistor TR1 à celles de TR2 après avoir retourné ces dernières par rapport aux premières et en les plaçant de telle sorte que les points de repos des deux transistors coïncident. Ainsi pour les caractéristiques de collecteur on fait coïncider le point de repos A'1 (pour TR1) avec A'2 (pour TR2). De cette manière, la droite de charge dynamique relative à TR1, et celle relative à TR2 se trouvent dans le prolongement l'une de l'autre et peuvent être considérées comme une droite de charge unique relative à un transistor fictif, formé par l'ensemble des deux transistors.

D'une façon analogue, nous obtenons la caractéristique dynamique mutuelle en composant les deux caractéristiques après avoir fait coïncider les points de repos A1 et A2.

Les constructions graphiques sont maintenant identiques à celles faites à la figure 8 de la Théorique 20. En traçant la sinusoïde de commande de la base avec une amplitude égale à 4mA et ayant comme axe de référence la verticale passant parle point de repos (A1 = A2) , nous voyons que pendant l'alternance 0-6, le point A1 se déplace jusqu'en C1, puis revient à sa position de repos ; pendant l'alternance 6-12, le point A2 se déplace jusqu'en C2, puis revient à sa position de départ.

En effectuant la construction, nous trouvons l'allure du courant de col-lecteur de TR1 représentée par 0' -1' -3' -5' -6' -7' -9' -11' -12'. (en trait fin) et celle de TR2 représentée par 0" -1" -3" -5" -6" -7" -9" -11" -12" (en pointillés). Etant donné que le transformateur de sortie recompose les deux alternances, la forme du courant délivré à la charge sera celle indiquée par 0' -1' -3' -5' -6' -7" -9" -11" -12"-, à part naturellement la valeur absolue du courant qui au secondaire du transformateur se trouvera multiplié par le rapport de transformation n.

Cette forme de courant peut être obtenue directement, sans avoir à considérer séparémment les deux transistors, en opérant directement sur les caractéristiques dynamiques mutuelles composées comme s'il s'agissait de la caractéristique d'un transistor fictif équivalent à l'ensemble des deux transistors et qui fonctionnerait en classe A. Le point de repos tombe alors au point milieu de la droite, c'est-à-dire en A1 = A2 et pendant le fonctionnement le point balaie la droite de C1 à C2.

On se rend compte tout de suite que la caractéristique "composée" est parfaitement symétrique par rapport au point de repos et que les deux alternances de sortie sont nécessairement identiques, ce que l'on avait difficilement dans un amplificateur classe A.

En passant par l'intermédiaire de la droite de charge, on détermine la forme de la tension de collecteur des deux transistors, forme qui est encore celle de la tension aux bornes de la charge, à part la valeur absolue de la tension. La tension au secondaire du transformateur de sortie est en effet n fois plus petite que celle au primaire.

Il faut encore remarquer que lorsqu'un transistor se trouve au cut-off, (par exemple TR1 pendant l'alternance 6-12) la tension du collecteur ne reste pas constante et de valeur égale à celle de l'alimentation (soit 9 V dans le cas de l'exemple), mais dépasse cette valeur à cause de la tension induite dans la moitié du primaire P1 (figure 2b - Théorique 20) par le courant de collecteur de TR2 qui parcourt l'autre moitié du primaire P2. L'inverse se produit pour la tension de TR2 pendant l'alternance 0-6.

La valeur atteinte par la tension du collecteur pendant l'alternance où le transistor se trouve au cut-off peut être déterminée sur les caractéristiques de collecteur. Il suffit en effet de considérer la droite de charge "composée" et de déterminer sur celle-ci le point de fonctionnement à l'instant considéré.

Les tensions sur les deux collecteurs à cet instant, pourront être lues en correspondance du point de fonctionnement sur l'échelle horizontale relative à l'un ou l'autre transistor. Si l'on considère par exemple le point 9 du courant de commande, le point de fonctionnement sur la droite de charge "composée" se trouve en C'2 ; en correspondance de ce point, on lit sur l'échelle horizon-tale relative à TR2, la valeur 0,5 V et sur celle relative à TR1, on lit 17,5 V.

Ceci signifie que lorsque la tension de collecteur de TR2 atteint la valeur minimum de 0,5 V, la tension de collecteur de TR1 dépasse la valeur de la tension d'alimentation et atteint un maximum de 17,5 V. La forme de la tension de collecteur est tracée à la figure 1, et elle est valable pour les deux transistors : il suffira de lire les valeurs correspondantes des tensions sur les échelles relatives à l'un ou à l'autre.

Si on veut au contraire considérer séparemment le fonctionnement des deux transistors, on voit que pendant l'alternance de conduction 0-6, le point de fonctionnement de TR1 se déplace, comme nous l'avons déjà vu sur la droite de charge de A'1 à C'1 puis revient en A'1.

Pendant l'alternance de blocage 6-12, il se déplace sur l'axe horizontal de A'1 à E'1 puis revient en A'1.

Le déplacement du point de fonctionnement sur l'axe horizontal de A'1 à E'1 signifie en fait, que la tension du collecteur varie de 9 V à 17,5 V pendant que le courant reste nul puisque le transistor est au cut-off. On raisonnera de même pour la tension de collecteur de TR2. Il faut donc se rappeler que pour un étage push-pull classe B comme d'ailleurs pour un simple étage en classe A, c'est-à-dire un étage quelconque couplé à la charge (ou à l'étage suivant) par l'intermédiaire d'un transformateur, la tension de collecteur peut dépasser largement la tension d'alimentation et atteindre des valeurs presque égales ou double de celle-ci.

Dans l'exemple, la tension atteinte est 17,5 V, donc presque le double de la tension d'alimentation (9 V). La tension de collecteur ne dépasse pas la valeur maximum de 20 V admise pour le transistor SFT 131.

DISTORSIONS ET CIRCUITS DE POLARISATION

En observant la forme du courant de collecteur de la figure 1, on remarquera, comme il a été déjà dit dans la leçon Théorique 20, que celui-ci n'est pas parfaitement sinusoïdal parce que le courant relatif aux points 1', 5', 7" et 11" n'est pas égal à la moitié du courant maximum comme cela devrait être. Il y a donc une distorsion introduite par la caractéristique dynamique mutuelle, qui n'est pas parfaitement rectiligne.

Cette distorsion cependant est relativement faible et peut être acceptée dans la plupart des cas. Il faut aussi remarquer qu'en général un étage de sortie n'est jamais commandé en courant, mais plutôt en tension.

En d'autres termes, dans un étage de sortie, on s'impose la forme de la tension appliquée au primaire du transformateur d'entrée, plutôt que la forme du courant qui traverse ce primaire, comme on l'a supposé dans le cas de l'exemple de la figure 1. Il est donc intéressant d'étudier le comportement du circuit commandé en tension, en particulier du point de vue des distorsions.

Pour que l'étage de sortie soit commandé en tension, au lieu de l'être en courant, le schéma de la figure 7 Théorique 20 doit être modifié comme il est indiqué à la figure 2, en utilisant un potentiomètre Pe de faible valeur et en supprimant la résistance R de forte valeur placée en série avec le primaire du transformateur d'entrée.

Les constructions relatives sont indiquées à la figure 3, où pour plus de clarté, on a négligé la construction relative à la tension du collecteur, qui comme on l'a vu à plusieurs reprises, est de forme identique à celle du cou-rant de collecteur.

Il faut tout d'abord, "composer" les caractéristiques d'entrée des deux transistors en faisant coïncider les points de repos A'1 et A'2 correspondant à un courant de base de zéro milliampère, et à une tension Vbe nulle. La base se trouve donc au même potentiel que l'émetteur, c'est-à-dire à la masse, puisqu'elle est reliée à celle-ci par l'intermédiaire d'une moitié de l'enroulement secondaire du transformateur d'entrée.

Si l'on désire que le courant de collecteur atteigne la valeur maximum de 280mA comme dans le cas précédent, le point de fonctionnement devra atteindre les points C'1 et C'2 sur la caractéristique d'entrée. D'après cette dernière, on voit que pour obtenir un courant de base de 4mA (correspondant à 280mA de courant de collecteur), la tension entre la base et l'émetteur devra avoir une valeur crête de 0,44 V (figure 3).

En effectuant les constructions graphiques, on trouve que le courant de commande de la base et par voie de conséquence le courant de collecteur est loin d'être sinusoïdal et en particulier aux intersections de la courbe avec l'axe de référence, c'est-à-dire aux points 0, 6 et 12.

Le courant de base (et le courant de collecteur) est nul pendant une fraction du temps assez grande autour de ces points.

La distorsion du courant de collecteur est très grande : il suffit d'observer que lorsque la tension de commande aux points 1, 5, 7 et 11 a une valeur égale à la moitié du maximum (V'be = 0,22 V) le courant de collecteur est égal à 26mA seulement, c'est-à-dire à peine un dizième de la valeur maximum, au lieu d'être égal à la moitié.

Si l'on part avec une tension de commande d'amplitude plus faible (par exemple la moitié de celle de tout à l'heure), on voit que la distorsion est encore plus marquée et le courant du collecteur se réduit à des alternances assez séparées l'une de l'autre ; la valeur maximum du courant n'est pas réduite de moitié, mais de beaucoup plus (figure 3).

Si l'on examine la caractéristique d'entrée, on voit que le courant de base ne commence à circuler que lorsque la tension Vbe est supérieure à 0,1V ; au-dessus de cette valeur, le courant de base croît, mais pas proportionnellement à la tension de commande; il croît d'abord très lentement, puis de plus en plus rapidement. Ce phénomène est visible sur la caractéristique d'entrée, qui jusqu'à des valeurs de tension de 0,1V environ, coïncide avec l'axe vertical, puis s'en éloigne mais d'une façon curviligne.

La distorsion du courant de base et du courant de collecteur est due à la courbure de la caractéristique d'entrée. C'est pour cette raison qu'on l'appelle "distorsion initiale". Pour éviter cet inconvénient, il faut polariser les bases des deux transistors de façon à ce qu'ils conduisent un peu en l'absence de signal.

Ceci peut être obtenu en reliant la prise milieu du secondaire du transformateur non pas à la masse, mais à un pont de résistances R2 et R3 qui donne une tension de quelques dizièmes de volt, comme indiqué sur la figure 4.

Supposons que la tension de polarisation ainsi obtenue soit de 0,2V, les points de repos A'1et A'2 se déplacent sur la caractéristique en correspondance de Vbeo = 0,2V. Les deux caractéristiques d'entrée sont alors "composées" en faisant coïncider sur la même ligne horizontale ces points de repos (voir figure 5).

 

La construction graphique pour la détermination de la forme du courant de collecteur sera obtenue en dessinant tout d'abord la sinusoïde qui représente la tension de commande et axée sur 1' horizontale passant par les points de repos A'1 et A'2. Si l'on veut encore obtenir un courant maximum de collecteur de 280mA, correspondant à un courant de base de 4mA, le point de fonctionnement de chacun des transistors devra encore atteindre les points C' (C'1 pour TR1 et C'2 pour TR2) qui correspondent à une tension Vbe de 0,44V, comme on l'a déjà vu à la figure 3. Mais comme maintenant en l'absence du signal de commande, les bases se trouvent déjà polarisées à 0,2V, pour les amener à 0,44V il suffira de leur appliquer une tension de commande d'amplitude maximum de: 0,44-0,2=0,24V (voir figure 5). En résumé, on applique sur les bases une tension de polarisation de 0,2V (c'est la composante continue) et une tension de commande de 0,24V crête (c'est la composante alternative).

On peut maintenant déterminer les formes des courants de base et de collecteur.

Lorsque la tension de commande est nulle (points 0-6 et 12) le courant de base n'est pas nul comme auparavant, mais a une valeur Ibo de 0,2mA ; le courant de collecteur Ico est de l'ordre de 15mA (figure 5).

Les deux transistors conduisent simultanément, même en l'absence de signal. Pendant l'alternance 0-6 de la tension de commande, le point de fonctionnement de TR1 par exemple, se déplace de A'1 jusqu'en C'1 puis revient en A'1 ; pendant l'alternance 6-12, le point de fonctionnement se déplace de A'1 jusqu'en K'1 puis revient en A'1 le courant de base s'annule seulement lorsque le point de fonctionnement arrive en H'1 correspondant aux points 7 et 11.

On en déduit que TR1 conduit un peu plus d'une demi-période, puisqu'il conduit non seulement entre 0 et 6 mais encore jusqu'au point 7, puis recommence à conduire à partir du point 11, au lieu du point 12 comme avant. (On raisonnera de même pour TR2).

En conclusion, nous dirons qu'avec cette polarisation appliquée aux deux transistors, ceux-ci conduisent pendant plus d'une demi-période du signal de commande, et qu'il existe en outre un intervalle de la période (intervalle 5 à 7) où les deux transistors conduisent simultanément. Un tel fonctionnement est intermédiaire entre celui de la classe B (où les deux transistors ne conduisaient que pendant une demi-période) et celui de la classe A (où ils conduisaient en permanence). Pour cette raison, on dit que l'étage travaille en classe AB.

Le courant dans la charge est obtenu en combinant les deux courants de collecteur ; il faut encore remarquer que Ic1 et Ic2 circulent dans les deux moitiés du primaire du transformateur de sortie en sens opposé et se compensent donc totalement ou en partie lorsqu'ils circulent simultanément.

Lorsqu'ils sont égaux (points 6' et 6" par exemple) ils se compensent parfaitement, et tout se passe comme s'il n'y avait pas de courant dans le primaire. Quand ils ne sont plus égaux, tout se passe comme si le primaire était traversé par leur différence.

On obtiendra donc la forme du courant résultant en faisant pour chaque point la différence entre les deux courants. Dans le cas de la figure 5, pendant l'intervalle de temps 1 - 5 - TR1 conduit seul. Pendant l'intervalle 7 - 11, TR2 conduit seul. La forme du courant est donc celle due aux transistors seuls, c'est-à-dire respectivement 1', 2', 3', 4', 5' et 7", 8", 9", 10", 11".

Dans l'intervalle de temps 5-7 les deux transistors conduisent simultanément et le courant résultant est dessiné en pointillés sur la figure, soit 5', 6 et 7".

La forme résultante pour une période est représentée par les points 0, 1', 2', 3', 4', 5', 6, 7", 8", 9", 10", 11", 12 , et est pratiquement sinusoïdale comme celle de la tension de commande.

On remarquera de même que le courant correspondant aux points l', 5', 7" et 11", est de 130mA, c'est-à-dire presque égal à la moitié de la valeur maximum. Les distorsions sont très réduites par rapport au cas de la figure 1.

On peut encore noter que la forme résultante du courant de collecteur peut être obtenue en considérant la caractéristique "composée" d'entrée obtenue à partir des deux caractéristiques, en faisant pour chaque valeur de la tension de commande, la différence entre les courants de base des deux transistors. Celle-ci coïncide avec celle des deux transistors seuls dans les régions C'1 -B'1 et B'2 - C'2 et celle dessinée en pointillés dans la région B'1 - B'1.

En considérant alors le point de fonctionnement qui se déplace sur une telle caractéristique de C'1 à C'2 pendant une période complète de la tension de commande, on détermine directement la forme des courants des bases et des collecteurs.

STABILISATION THERMIQUE

Comme tout autre circuit, l'étage push-pull classe B ou AB nécessite une compensation thermique de façon à éviter les inconvénients décrits dans la 19ème leçon Théorique, à propos de la sécurité de fonctionnement des transis-tors de puissance.

La stabilisation thermique peut être obtenue à l'aide de l'une des méthodes indiquées en leur temps, et parmi lesquelles la plus simple consiste à insérer une résistance dans le circuit de l'émetteur. Dans le cas d'un étage push-pull, il y a deux possibilités : placer une résistance dans chacun des émetteurs, ou bien réunir les deux émetteurs ensemble et insérer une résistance commune. Cette dernière solution est la plus adaptée car plus économique (une seule résistance utilisée) et parce qu'elle présente quelques avantages du point de vue fonction-nement de l'étage (comme on pourrait le démontrer) .

Le schéma d'un étage push-pull classe AB avec stabilisation thermique est représentée à la figure 6 où la stabilisation est obtenue avec la résistance Re placée dans les émetteurs et où le  pont R2 - R3 sert à la polarisation des deux transistors.

Pour obtenir une bonne stabilisation, il faut que Re ait une valeur telle, qu'en l'absence de signal (au repos), la tension à ses bornes soit de l'ordre de un à deux dixièmes de la valeur de la tension d'alimentation.

Dans l'exemple, on a Vcc = 9V, la chute de tension aux bornes de Re doit être comprise entre 0,9 et 1,8V.

Comme Re est parcourue par les deux courants de repos (chacun égal à 15mA), le courant Ieo total qui traverse Re est donc de 30mA.

Cette valeur de la tension est acceptable et Rg convient donc.

On peut maintenant déterminer R2 et R3. Si l'on veut qu'au repos la tension Vbeo, soit de 0,2V, on en déduit que la tension Vbo des deux bases doit être :

En admettant un courant Ir dans le pont de 10mA et en considérant que R2 est traversée par Ir et Ibo, (Ibo est égal à la somme des deux courants de base, soit à 0,4mA, puisque Ibo1 = Ib02 = 0,2mA).

Le calcul de R2 et de R3 donne :

R3 = Vbo / Ir = 0,34V / 10mA = 0,034kΏ

En pratique on prendra des valeurs de résistances dans la série normalisée les plus proches, soit R2 = 820Ώ et R3 = 33Ώ (figure 6).

Le coefficient de stabilité S sera déterminé à l'aide de la formule connue ; Rb est égale à la mise en parallèle de R2 et de R3, soit Rb = 32Ώ environ. En supposant que ß = 100, on obtient :

Cette valeur est acceptable, si l'on considère que pour les étages classe B et AB, la valeur maximum de S à ne pas dépasser, est donnée par la formule :

ici, on a :

Vcc = 9V ; K = 0,09°C/mW et Icbo = 20µA

 

PUISSANCE DE SORTIE ET RENDEMENT

Bien que l'étage fonctionne dans les mêmes conditions que précédemment, la puissance délivrée à la charge est réduite à cause de la présence de la résistance Re. En examinant en effet le schéma de la figure 6, on voit que la résistance Re se trouve en série avec la liaison de l'émetteur c'est-à-dire qu'elle est traversée par le courant d'un transistor pendant une alternance du signal et par le courant de l'autre transistor pendant l'autre alternance,ce qui indique que Re fait partie de la résistance dynamique Rd.

Comme la valeur de Rd doit rester celle qui a été calculée dans la précédente leçon, soit 30Ώ (puisque la résistance de charge Rs est restée inchangée et égale à 5Ώ) et en admettant que la résistance des enroulements reste la nême (rp = 2Ώ et rs = 0,6Ώ), le rapport de transformation n du transformateur ie sortie doit être modifié.

Pour avoir encore Rd = 30Ώ, le rapport n devra être :

valeur arrondie à 2 en pratique.

La résistance de charge Rs ramenée au primaire est donc :

Rp = n2 x Rs = (2)2 x 5 = 4 x 5 = 20

La puissance maximum délivrée à la charge par un seul transistor sera donc : (Po1max  = 588 mW puisque Rd est restée la même).

Pu1max = Po1max = Rp / Rd = 588 x 20/30 = 588 x 0,666 = 392 mW

La puissance maximum fournie par les deux transistors est donc :

Pumax = 2 x 392 = 794mW au lieu de 980 mW comme précédemment.

Le rendement est donc réduit. La puissance absorbée par l'étage lorsque celui-ci délivre la puissance de sortie maximum, reste encore égale à 1,604W, le rendement est donc :

au lieu de 61,15% dans le cas précédent.

La présence de Re amène donc une réduction de la puissance de sortie en ce  sens qu'elle est traversée par le courant qui constitue le signal de sortie des  transistors. On pourrait penser qu'il est possible d'éviter cette perte en mettant en parallèle sur Re, un condensateur de valeur appropriée, comme on l'avait vu dans les 18ème et 19ème leçons Théoriques.

Mais il faut remarquer que dans le cas d'un amplificateur en classe B ou AB (comme toutes les fois où l'amplificateur n'est pas en classe A) il n'est pas possible de placer un condensateur en parallèle sur la résistance de l'émetteur pour la raison suivante.

Les courants des deux transistors traversent Re dans la même direction c'est-à-dire que les alternances de la tension qui apparaît aux bornes de cette résistance suivent l'allure des alternances du courant de chacun des transistors. La formule du signal de sortie (tension ou courant) est représentée sur la même figure.

Si maintenant on place un condensateur Ce de capacité convenable en parallèle sur Re (en pointillés sur la figure 6) ce condensateur va tendre à niveler la tension aux bornes de Re en la rendant d'amplitude constante (figure 7b). La valeur Vem de la tension d'émetteur sera alors égale à la valeur moyenne de la tension développée aux bornes de Re que l'on avait en l'absence de Ce (ligne en pointillés sur la figure 7a).

Les deux émetteurs se trouvant alors polarisés à la tension Vem qui est négative dans le cas des transistors PNP puisque le courant I d'émetteur traverse Re dans la direction masse-émetteur, ce qui indique que les transistors ne vont conduire que lorsque la tension appliquée à leurs bases (signal d'entrée) dépassera la valeur Vem.

Le phénomène est analogue à celui indiqué à la figure 3. Les transistors ne conduisent plus pendant toute la durée d'une demi-période (figure 7b) et le courant et la tension de sortie sont distordues 'exactement comme dans le cas de la figure 3).

Il y a cependant une différence fondamentale dans les deux types de distorsion.

Dans le cas de la figure 3, la distorsion était plus évidente pour les signaux de faible amplitude que pour ceux de grande amplitude. Dans le cas de la figure 7 au contraire, la distorsion reste toujours la même que le signal soit de faible ou de grande amplitude, car la tension V augmente lorsque l'amplitude du signal d'entrée croît.

Pour cette raison, il n'est donc pas possible d'utiliser un condensateur Ce dans les étages classe B ou AB. On doit donc accepter la réduction de la puissance de sortie provoquée par Re ; la valeur de cette résistance d'ailleurs doit rester la plus faible possible et compatible avec la stabilité thermique requise.

RESISTANCE D'ENTREE

On peut définir aussi la valeur de la résistance d'entrée du transistor et de l'étage push-pull classe B ou AB, nécessaire pour déterminer le rapport de transformation du transformateur d'entrée.

La résistance d'entrée rg des transistors est définie de la même manière que celle relative à un étage à un seul transistor classe A (revoir Théorique 19) et comme étant le rapport entre l'excursion Vbpp de la composante alternative de la tension de base et l'excursion Ibpp de la composante alternative du courant de base.

En regardant la figure 5, on trouve :

Rb = Vbpp/Ibpp = 0,48V/8mA = 0,06kΏ = 60Ώ

Cette valeur de la résistance est celle que présente alternativement chaque transistor pendant la demi-période où il conduit.

Pour déterminer la valeur de la résistance d'entrée de l'étage il faut faire quelques remarques. Avant toute chose, il faut dire que la résistance Re est définie comme étant le rapport entre la tension Ve délivrée par un demi-enroule-ment du secondaire du transformateur d'entrée et le courant Ib qui traverse le circuit de base d'un des transistors.

En supposant que l'on ne considère que la seule alternance pendant laquelle TR1 conduit, on fera le calcul au moment où Ib1, atteint sa valeur maximum : Ib1 = 4mA, comme il résulte de la construction de la figure 5. Dans ces conditions, la valeur Vb de la tension de base atteint son maximum : Vbp  = 0,24V.

En reprenant l'examen du schéma de l'étage (redessiné à la figure 8), on notera que le courant de commande de la base de TR1 circule suivant les flèches de la figure : jonction base - émetteur de TR1, secondaire S1 du transformateur d'entrée, résistance R3, résistance Re.

Le secondaire S1 devra donc délivrer une tension dont la valeur maximum Vep est plus grande que Vbp1, puisqu'elle doit compenser la chute de tension aux bornes de R3 et de Re. Elle devra être :

Vep = Vbp1 + Vrp+Vep

La chute de tension Vrp aux bornes de R3 est immédiate :

Vrp=Ibp1xR3=4mAx33=132mV=0,132V

La chute de tension Vep se calcule de la même manière, en se rappelant toutefois que la résistance Re n'est pas seulement traversée par le courant de base Ib1, mais aussi par celui du collecteur Ic1 (voir les flèches de la figure 8). On a donc :

Vep=(Ibp1+Icp1)xRe = (4mA+280mA)x4,7 = 284mAx4,7 = 1334mV = 1,334V

On a enfin:

Vep=Vbp1+Vrp+Vep = 0,24+0,132+1,334 = 1,706V

La résistance d'entrée de l'étage est donc :

Ceci est donc la valeur de la résistance que présente chaque transistor pendant l'alternance où il conduit : c'est-à-dire la valeur de la résistance sur laquelle sont fermées alternativement les deux moitiés du secondaire Te.

On peut maintenant déterminer le rapport de transformation "ne" que devra avoir le transformateur d'entrée. En supposant que l'on puisse négliger les résistances des enroulements primaire et secondaire et que la résistance de charge dynamique del'étage driver doit être par exemple :

Le nombre de spires du primaire devra donc être quatre fois plus grand que le nombre de spires d'un demi-enroulement du secondaire.

Pour piloter l'étage final de la figure 6, le secondaire de Te devra délivrer une tension maximum égale à Vep = 1,706 V avec un courant maximum égal à Ibp = 4mA, ce qui signifie que les valeurs maxima des composantes alternatives de tension et de courant de collecteur de l'étage pilote (driver) devront être respectivement de :

Vcp = Vep x ne = 1,706 x 4 = 6,824V

Icp = Ibp / ne = 4/4 = 1mA

Ceci étant les valeurs de crête de la tension et du courant (supposés sinusoïdaux), la puissance nécessaire pour piloter l'étage final sera donnée par la formule :

C'est donc la puissance que devra délivrer l'étage pilote.

Avec cet exemple numérique, nous avons complètement terminé l'étude des amplificateurs de puissance push-pull, classe B ou AB, utilisés couramment en radio. Ces amplificateurs peuvent être de puissance plus grande ou plus petite que celle considérée dans l'exemple numérique, le principe de fonctionnement restera toujours le même.


REPONSE AUX EXERCICES DE RÉVISION DE LA 20ème LECON THEORIQUE

1°- Dans un étage push-pull, on doit utiliser deux transistors identiques.

2°- Parce que ces alternances sont délivrées respectivement par l'un puis par l'autre transistor qui travaillent dans les mêmes conditions.

3°- Dans un étage amplificateur classe B , les deux transistors sont polarisés tous les deux au cut-off.

4°- Aucune  puisque les deux transistors sont polarisés au cut-off.

5°- Non, ils conduisent alternativement : l'un pendant l'alternance négative, l'autre pendant l'alternance positive.

6°- Oui, en utilisant un haut-parleur à impédance élevée et qui comprend une bobine avec une prise centrale, ou bien en utilisant un schéma où les deux transistors ne sont plus branchés en opposition de phase mais en série.

7°- Parce qu'il est pratiquement impossible d'obtenir un transistor NPN et un PNP de caractéristiques identiques.

8°- La puissance dissipée sur les collecteurs des transistors dans un étage classe B, atteint sa valeur maximum quand l'amplitude Icp du courant de collecteur est égale à 0,636 fois Icmax.

9°- Parce que le point de fonctionnement ne reste pas dans la zone "interdite" mais y transite uniquement pendant l'alternance où le transistor conduit.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 21ème LECON THEORIQUE

1°- Qu'appelle-t-on caractéristique  "composée" ?

2°- Pourquoi fait-on travailler les transistors d'un étage de sortie push-pull en classe AB et non en classe B ?

3°- Pourquoi ne peut-on pas mettre de condensateur d'émetteur dans un étage push-pull ne fonctionnant pas en classe A ?

4°- Est-ce que la caractéristique composée est parfaitement symétrique par rapport au point de repos ?

5°- Dans un étage de sortie push-pull, lorsqu'un transistor est au cut-off, la tension de son collecteur reste-t-elle constante ?

6°- Pour une tension d'alimentation de 9 V, quelle serait la tension maximum de collecteur atteinte ?

7°- Dans un étage de sortie, faut-il s'imposer au primaire du transformateur d'entrée la forme de la tension ou celle du courant ?

8°- Qu'appelle-t-on "distorsions initiales" ?

9°- Comment peut-on éviter ces "distorsions initiales" ?

Fin de la leçon 21



LECON 22

1 – LARGEUR DE BANDE ET FRÉQUENCES DE COUPURE

Dans tous les étages amplificateurs à transistors étudiés jusqu’à maintenant, nous avons considéré que le signal appliqué à l’entrée de l’amplificateur avait comme fréquence 50Hz. Cette valeur a été supposée uniquement pour fixer les idées et aurait pu être complètement ignorée puisque toutes les constructions graphiques peuvent être faites sans connaître la fréquence du signal.

Or en réalité, un amplificateur ne peut amplifier que certaines fréquences comprises entre des valeurs plus ou moins proches l’une de l’autre.

Pour étudier le comportement d’un amplificateur du point de vue fréquence du signal appliqué, je vais tout d’abord vous décrire une expérience qui sert à déterminer ce que l’on appelle la "courbe de réponse" d’un amplificateur.

Pour réaliser cet essai, il faut avoir à sa disposition un générateur basse fréquence (car on étudie actuellement des amplificateurs BF) et qui permette de faire varier la fréquence du signal dans toute la gamme qui nous intéresse (par exemple de 20Hz à 20kHz) et de régler l’amplitude à la valeur désirée. Ces réglages sont effectués à l’aide des boutons indiqués par f (fréquence) et A (amplitude) dans le schéma synoptique de la figure 1.

Les bornes de sortie du générateur sont reliées à celles d’entrée de l’amplificateur à essayer et qui a été représenté symboliquement par un rectangle. Les bornes de sortie de l’amplificateur sont reliées à la résistance de charge Rc qui représente par exemple le haut-parleur.

Pendant tout le temps de l’essai, on maintiendra constante la valeur du courant d’entrée de l’amplificateur, mesuré par l’appareil Ie, et pour chaque valeur de la fréquence du signal, on notera les valeurs du courant ou de la tension de sortie (utilisation) mesurées respectivement par le milliampèremètre Iu ou le voltmètre Vu.

La courbe de réponse s’obtient en construisant le graphique de la manière suivante. On porte sur l’axe horizontal les valeurs de la fréquence pour lesquelles on fait la mesure et en correspondance à chacune de ces valeurs, on porte vers le haut les valeurs du courant de sortie (ou de la tension) ou si l’on préfère les valeurs du gain obtenu en divisant la valeur du courant de sortie par la valeur du courant d’entrée, la fréquence restant constante pendant la mesure.

Le graphique obtenu à l’allure typique de la figure 2. Il est en fait constitué de trois régions bien distinctes : la région centrale, presque horizontale, et deux régions décroissant rapidement vers le bas. La signification physique d’une telle courbe se comprend : la région droite indique que le gain de l’amplificateur reste constant pour toutes les fréquences comprises dans cette région. Tandis que pour des fréquences inférieures à une certaine valeur et supérieure à une certaine autre valeur, la courbe descend, ce qui signifie que le gain décroît rapidement.

En d’autres termes, la région centrale droite définit la Bande de fréquence dans laquelle l’amplificateur fonctionne normalement ; en dehors de cette région, on ne peut plus l’utiliser car son gain descend à des valeurs inacceptables.

Comme les deux régions inclinées se raccordent à la région centrale d’une façon relativement "douce", les fréquences qui délimitent la région centrale sont mal définies.

On a donc décidé par convention de considérer les points de la courbe pour lesquels le gain se réduit à 70,7% de la valeur de la région centrale (considérée à 100%). Je vous ai repéré ces deux points sur la figure 2, par "1" et "2". Les fréquences f1 et f2 qui correspondent à ces points, prennent respectivement le nom de fréquence de coupure inférieure et fréquence de coupure supérieure. Les deux fréquences délimitent la bande de fréquence où l’amplificateur peut être utilisé.

On peut maintenant définir la largeur de bande de l’amplificateur souvent repérée par la lettre B et qui est la différence entre les deux fréquences de coupure : B = f2 – f1.

Il serait trop long d’expliquer les raisons pour lesquelles on a défini ainsi les fréquences de coupure. Il suffit seulement de remarquer qu’une réduction du gain en courant (ou en tension) à 70,7% de la valeur correspondant à la région centrale, équivaut à une réduction du gain en puissance de 50% (c’est-à-dire de moitié).

On peut donc dire que les fréquences de coupure sont telles que la puissance de sortie se réduit à la moitié de ce qu’elle est pour les fréquences centrales, lorsque le courant (ou la tensio) de commande à l’entrée reste constant pour toutes les fréquences.

Les fréquences de coupure sont des valeurs caractéristiques de l’amplificateur et ne dépendent exclusivement que des composants du circuit.

Pour fixer les idées, nous dirons que pour un amplificateur BF normal, la valeur de f1 est comprise entre 50 et 200Hz et que la valeur de f2 est comprise entre 5kHz et 10kHz. Pour un amplificateur à haute fidélité, f1 est comprse entre 20Hz et 50Hz et f2 entre 10kHz et 15kHz.

Après avoir défini ce qu’étaient les fréquences de coupure, nous allons voir comment on peut les déterminer théoriquement à partir des valeurs des composants qui constituent l’amplificateur.

1 – 1 FRÉQUENCE DE COUPURE SUPÉRIEURE

Nous avons vu dans la théorie 12 que le coefficient d’amplification en courant β correspondait au paramètre h21e et qu’il était défini par :

β = h21e = i2/i1

où i1 indique l’accroissement du courant de base provoqué par la variation de la résistance de polarisation de la base (RB - figure 5 - théorique 12) et i2 l’accroissement correspondant du courant de collecteur.

Au lieu de provoquer un accroissement permanent du courant de base comme c’était le cas dans la théorie 12, nous pouvons provoquer un accroissement qui se répète périodiquemenr en appliquant un signal sinusoïdal sur la base. Dans ce cas en effet, à chaque période du signal, le courant de base subit un accroissement et une diminution par rapport à sa valeur de repos. Le courant de collecteur va suivre ces variations et subira un accroissement et une diminution périodique.

La valeur de β peut donc être calculée aussi à l’aide de la même formule, ou i1 et i2 seront les amplitudes des accroissements et des diminutions périodiques du courant de base et du courant de collecteur, c’est-à-dire leurs excursions, ou si l’on préfère les amplitudes des "composantes alternatives" des deux courants.

L’avantage d’une telle mesure du coefficient d’amplification est de pouvoir faire varier la fréquence du signal et de voir comment varie la valeur de β lorsque croît la fréquence.

On peut utiliser pour fixer les idées, le circuit indiqué sur la figure 3. On règle le point de repos du transistor à la valeur désirée, puis on injecte sur la base du signal de sortie du générateur BF à travers une résistance R1 de forte valeur (100kΩ par exemple) pour avoir une commande en courant. La valeur de i1 sera alors indiquée par l’appareil de mesure pour courant alternatif I1 et i2 par I2 (milliampèremètre pour courant alternatif aussi). Ce dernier ne doit seulement être sensible qu’au courant alternatif du collecteur et ne pas mesurer la composante "continue", ce qui peut se faire en pratique par un artifice de montage qu’il serait trop long d’expliquer ici.

La valeur de β obtenue à l’aide de cette méthode est pratiquement la même que celle que l’on avait obtenue dans la 12ème théorie si la fréquence du signal appliqué à la base est relativement faible. Si l’on augmente la fréquence, on trouve que β commence à diminuer à partir d’un certain moment (fig 4).

Par analogie avec ce qui a été dit auparavant, on peut définir une certaine fréquence de coupure propre au transistor en émetteur commun (indiqué en général par fβ ou fαe), fréquence pour laquelle la valeur de β se réduit à 70,7% de sa valeur aux fréquences basses.

Si l’on procède de même, mais pour le transistor en base à la masse, on trouve que le coefficient α commence à diminuer lorsque la fréquence atteint une certaine valeur (voir figure 4). On définit de la même manière, la fréquence de coupure propre du transistor en montage base commune et que l’on indique par fα (ou fαb).

La fréquence fα est toujours supérieure à fβ ; on trouve que fα est environ β fois plus grande que fβ. Ces valeurs indiquent la fréquence maximum à laquelle le transistor peut être utilisé comme amplificateur, respectivement en montage base à la masse et émetteur à la masse, et représentent donc aussi la fréquence de coupure supérieure f2 de l’amplificateur.

Comme normalement les transistors sont utilisés en émetteur commun, on peut dire que la fréquence de coupure supérieure de l’amplificateur coïncide avec la fréquence fβ du transistor utilisé.

La raison de la diminution de la valeur du coefficient d’amplification réside principalement dans les phénomènes complexes de la conduction à l’intérieur du transistor, ce qui a été déjà étudié en son temps.

En quelques mots, on peut rappeler qu’à cause de la capacité d’entrée et de sortie du transistor (théorique 12) le courant de collecteur suit le courant de commande avec un certain retard, et lorsque le courant de base varie trop rapidement (fréquences élevées), le courant du collecteur ne peut plus suivre ces variations rapides et l’amplification du transistor tombe à des valeurs très faibles.

Pour les transistors utilisés en basse fréquence, la valeur de fβ est comprise en général entre 6kHz et 15kHz ; fα par contre est comprise entre 500kHz et un peu plus de 1 MHz. Ainsi :

Prenons par exemple le schéma de la figure 5 (qui est le même que celui de la figure 4 théorique 17), la fréquence de coupure du premier étage est de 30kHz environ (transistor SFT151). Si l’on voulait réduire la fréquence de coupure supérieure de l’amplificateur à une valeur plus faible que celle du transistor, il suffirait de placer entre le collecteur et la masse, un condensateur. La valeur d’un tel condensateur Cc devra être d’autant plus élevée qu’on désire une fréquence de coupure faible et que plus faible est la valeur de la résistance de sortie de l’étage. Ceci est en général déterminé en pratique par voie expérimentale.

1 – 2 FRÉQUENCE DE COUPURE INFÉRIEURE

La fréquence de coupure inférieure d’un étage est déterminée par la valeur de la capacité placée en parallèle sur la résistance d’émetteur. Cette capacité a en effet pour rôle de créer une voie facile pour la composante alternative du courant de collecteur et d’éviter une forte réduction de gain qui est introduit par la présence de la résistance d’émetteur (revoir théorique 17).

En se rappelant maintenant qu’un condensateur de capacité C se comporte vis-à-vis du courant alternatif comme une "résistance" (on dit réactance) de valeur Xc = 1/(2πfC) on en déduit qu’il laissera passer le courant alternatif d’autant moins facilement que la fréquence sera plus faible.

Ainsi, si l’on diminue progressivement la fréquence du signal appliqué à l’amplificateur de la figure 5, le condensateur CE va s’opposer de plus en plus au passage de la composante alternative du courant de collecteur et son action va devenir de moins en moins efficace.

A un certain moment, il ne pourra plus éviter la contre-réaction dûe à RE et le gain de l’étage va commencer à diminuer. Il existe donc une certaine fréquence pour laquelle le gain se réduit à 70,7% de la valeur pour les fréquences moyennes : cette fréquence sera donc considérée comme fréquence de coupure inférieure dûe à CE. Elle peut être déterminée facilement à l’aide de la formule suivante :

f1 = 159/(RE CE) x (1 + (β x RE)/(rB+RA))

et inversement, si l’on désire obtenir une certaine valeur de la fréquence de coupure f1, la valeur de CE devra être :

CE = 159/(RE x f1) x (1 + (β x RE)/(rB+RA))

Dans ces deux formules, on doit toujours exprimer la résistance en kΩ, la capacité en µF et la fréquence enHz. Il faut encore remarquer que rB représente la résistance d’entrée du transistor seul tandis que RB est égale à la mise en parallèle de RB de l’étage considéré (égale elle-même à R2 en parallèle avec R3) et de la résistance de sortie rs de l’étage précédent. Si l’étage considéré n’est pas précédé par un autre étage (comme c’est le cas du premier étage de la figure 5) alors RB = RB.

Examinons par exemple, le second étage de la figure 5. On avait trouvé dans la 16ème leçon de théorie que RB = 3,03kΩ et que rs coïncidait pratiquement avec la valeur de Rc, soit 0,9kΩ ; on a donc :

RB = (RB x rs)/(RB+rs ) = (3,03 x 0,9)/(3,03+0,9) = 2,727/3,93 = 0,693kΩ environ

On a d’autre part :

RE = 0,6kΩ, CE = 100 µF, β = 49,5.

La valeur de f1 est donc :

f1 = 159/(0,6 x 100) x (1 + (49,5 x 0,6)/(0,75+0,693)) = 159/60 x (1 + 29,7/1,443) = 2,65 x (1 + 20,6) = 2,65 x 21,6 = 57,24Hz

Dans le cas du 1er étage, on a RB = RB = 3,03kΩ et on trouverait que f1 = 23Hz environ.

Un autre élément qui peut limiter l’amplification aux fréquences basses et qui peut aussi déterminer la fréquence de coupure inférieure est le condensateur C de liaison entre étages (ou entre l’étage et la charge) (figure 5).

En effet, en diminuant la fréquence du signal, C s’oppose toujours de plus en plus au passage du courant alternatif, délivré par TR1 pour piloter TR2. On voit donc qu’en diminuant la fréquence on trouvera certainement une valeur de f1 pour laquelle le courant de commande de TR2 va se réduire à 70,7% de sa valeur normale. Cette fréquence représentera donc la fréquence de coupure inférieure.

La valeur de f1, déterminée par le condensateur de liaison est donné par la formule :

f1 = 159/(C x (rs+re))

ou bien si l’on se fixe la valeur de f1, la valeur de C devra être :

C = 159/(f1 x (rs+re))

Dans cette formule, rs est la résistance de sortie de l’étage qui précède C et re, la résistance d’entrée de l’étage qui suit C ; r doit être exprimé en kΩ, C en µF et f en Hz.

A remarquer encore que la fréquence de coupure inférieure est d’autant plus basse que la capacité utilisée pour la liaison est plus grande.

Dans le cas de la figure 5 par exemple, rs est presque égal à RC, soit de 0,9kΩ et re = 0,6kΩ. Si on utilise un condensateur de liaison C de 0,5µF, on a une fréquence de coupure de :

f1 = 159/(0,5 x (0,9+0,6)) = 159/(0,5 x 1,5) = 159/0,75 = 212Hz

Des deux fréquences de coupure ainsi obtenues avec CE et C, on devra prendre celle qui a la valeur la plus grande, puisque c’est celle qui limite le plus la bande passante. Pour le premier et pour le second étage de la figure 5 (car ils sont égaux) on prendra comme fréquence de coupure inférieure, la valeur f1 = 212Hz

Lorsque la liaison entre deux étages, ou entre l’étage et sa charge est du type inductif (par transformateur), on démontre que la fréquence de coupure inférieure dépend de l’inductance du primaire du transformateur et est d’autant plus basse que la valeur L de cette inductance est plus grande.

La formule à utiliser est alors :

f1 = (159 x R)/L ou L = (159 x R)/f1

avec f1 en Hz, R en kΩ et L en Henrys.

R représente la résistance équivalente à la mise en parallèle de la résistance de sortie rc du transistor relié au primaire du transformateur et de la résistance d’entrée re de l’étage suivant ramenée au primaire, c’est-à-dire multipliée par n2 ; on a donc :

R = (rc x n2 re)/(rc + n2 re)

Dans le cas de l’exemple de la figure 6 théorique 17, on a n2 = 2 (car n = 1,41) et re = 0,75kΩ ; comme rc = 14kΩ environ, on trouve R = 1,355kΩ environ. Si l’inductance primaire du transformateur est de 4 H (Henry), la fréquence de coupure est :

f1 = (159 x 1,355)/4 = 53,86Hz

S’il s’agit d’un étage de sortie, re n’est autre que la résistance de charge RS qui ramenée à l’entrée est : Rp = n2s x Rs et qui est toujours plus faible que celle de sortie rc du transistor de sortie. Dans ces conditions, la mise en parallèle de rc et de Rp est équivalente à Rp à peu de chose, on peut donc prendre dans la formule précédente R = Rp.

Reprenons l’exemple du schéma de la figure 6 ; si nous désirons avoir une fréquence de coupure de 20Hz, avec R = Rp = 20Ω = 0,020kΩ, la valeur de L devra être :

L = (159 x R)/f1 = (159 x 0,02)/20 = 0,159 H

Cette valeur d’inductance correspond obligatoirement à la moitié du primaire du transformateur de sortie, puisqu’il s’agit d’un amplificateur classe B.

1 – 3 FRÉQUENCE DE COUPURE D’UN AMPLIFICATEUR A PLUSIEURS ÉTAGES.

Pour obtenir les fréquences de coupure f'1 et f'2 d’un amplificateur à plusieurs étages en connaissant celles des étages qui le composent, il faut encore distinguer les deux cas suivants :

1) Les étages composants sont tous identiques

Dans ce cas, tous les étages composants ont la même fréquence de coupure inférieure f1 et la même de coupure supérieure f2. On a donc :

f'1 = f1 x K f'2 = f2 / K

K étant un coefficient qui dépend du nombre d’étages et qui est donné par le tableau suivant :

Nombre d’étage2345678
Valeur de K1,561,962,302,592,863,103,32

Par exemple l’amplificateur de la figure 5, est formé de deux étages égaux et pour chacun d’eux on a : f1 = 212Hz et f2 = 10kHz. On a dans ce cas :

K = 1,56

f'1 = f1 x K = 212 x 1,56 = 330Hz environ

f'2 = f2 / K = 10 / 1,56 = 6,4kHz environ

On voit donc, qu’en augmentant le nombre d’étages en cascades, la bande passante totale diminue car f'1 augmente et f'2 diminue.

2) Les étages composants sont tous différents (leurs fréquences de coupure sont donc toutes différentes)

Dans ce cas on obtient, avec une très bonne approximation, comme fréquence de coupure inférieures de l’amplificateur celle la plus élevée des fréquences de coupure inférieures des étages composants et comme fréquence de coupure supérieure celle la plus faible des étages composants. En effet, ce sont ces fréquences-là qui limitent le plus la bande passante totale.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 22ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Quels sont les appareils de mesure (de base) que l’on doit utiliser pour relever la courbe de réponse d’un amplificateur ?

2 – Comment doit-on opérer lors du relevé d’une courbe de réponse ?

3 – Qu’exprime la courbe de réponse ?

4 - Comment définit-on la fréquence de coupure d’un amplificateur ?

5 – Comment est définie la bande passante d’un amplificateur ?

6 – De quoi dépend la fréquence de coupure supérieure d’un étage ?

7 – De quoi dépend la fréquence de coupure inférieure d’un étage à liaison par capacité ?

8 – De quoi dépend la fréquence de coupure inférieure d’un étage à liaison par transformateur ?

9 – Comment est la bande passante d’un amplificateur à plusieurs étages identiques, par rapport à celle d’un seul étage ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 21ème LEÇON THÉORIQUE

1 – On appelle "caractéristique composée", la caractéristique qui résulte de la composition des deux caractéristiques relatives aux transistors qui travaillent en opposition de phase.

2 – Si l’on fait travailler les transistors d’un étage de sortie push-pull en classe AB au lieu de la classe B, c’est pour éviter ce que l’on appelle les distorsions "initiales" dûes au fait que les transistors ne conduisent pas pour de faibles tensions appliquées à leur base.

3 – Si l’on place un condensateur sur les émetteurs d’un étage push-pull ne fonctionnant pas en classe A, on tend alors à polariser les émetteurs avec comme conséquence la distorsion du signal de sortie.

4 – La caractéristique composée est symétrique par rapport au point de repos : de ce fait, les deux alternances de sortie sont parfaitement identiques

5 – Non, la tension de collecteur du transistor bloqué ne reste pas constante, mais dépasse cette valeur à cause de la tension induite dans la moitié du primaire correspondant.

6 – Pour une alimentation de 9 V, la tension de collecteur atteinte pourrait être au maximum de 18 V.

7 – Dans un étage de sortie, on s’impose la forme de la tension appliquée au primaire du transformateur d’entrée.

8 - On appelle "distorsions initiales", les distorsions du courant de base et du courant de collecteur et qui sont dûes à la courbure de la caractéristique d’entrée.

9 – On peut les éviter en polarisant légèrement les bases des deux transistors.

Fin de la leçon 22


LECON 23

1 – AMPLIFICATEURS SÉLECTIFS

Dans la leçon précédente, nous avons vu qu’un amplificateur ne pouvait fonctionner que dans une gamme de fréquence limitée du côté haut par la fréquence de coupure du transistor et du côté bas par les composants de liaison entre étages.

La bande passante d’un tel amplificateur est quand même très large et on peut faire en sorte que la fréquence de coupure supérieure soit mille fois plus grande que la fréquence de coupure inférieure (c'e st par exemple le cas d’un amplificateur dont la bande s’étend de 20Hz à 20kHz). Pour cette raison, l’amplificateur est appelé Apériodique, car il n’amplifie pas de fréquence préférentielle.

En utilisant un circuit de charge appropriée, à la place de la seule résistance (placée directement dans la connexion du collecteur, ou couplée à ce dernier à l’aide d’un condensateur ou d’un transformateur), on peut obtenir une bande passante extrêmement réduite par rapport à celle d’un amplificateur apériodique, si bien que l’on peut dire que l’amplificateur n’amplifie qu’une seule fréquence bien déterminée. Ce type d’amplificateur est appelé Sélectif (ou encore accordé) à cause de sa propriété de sélectionner et d’amplifier une seule fréquence parmi toutes celles qui sont injectées à son entrée.

Le schéma le plus simple d’un amplificateur sélectif est celui qui est indiqué à la figure 1 où l’on a placé dans le circuit du collecteur un circuit résonnant composé d’une inductance L, d’une capacité C et d’une résistance R placées toutes les trois en parallèle. (On ne considère ici qu’un montage en émetteur commun, mais tout ce qui va être dit reste valable pour les autres montages, compte tenu d’une très faible différence).

Avant de considérer le fonctionnement du circuit de la fig 1, il convient de rappeler brièvement les propriétés d’un circuit résonnant. Il suffit pour cela d’alimenter le circuit résonnant à l’aide d’un générateur de signaux (du type de celui vu dans la précédente leçon) à travers une résistance R1 de forte valeur (figure 2a).

Supposons maintenant que nous réglions la tension de sortie du générateur de manière que le courant indiqué par l’appareil de mesure I ait une certaine valeur, par exemple 1mA et que nous mesurions avec le voltmètre V la tension qui apparait aux bornes du circuit résonnant. Si nous répétons ces mesures pour différentes valeurs de la fréquence (en maintenant constant le courant à l’entrée), et si nous notons pour chaque fréquence la valeur de la tension correspondante, nous pouvons tracer un graphique en portant sur l’axe horizontal les valeurs de la fréquence et sur l’axe vertical les valeurs correspondantes de la tension.

Le graphique ainsi obtenu prend le nom de courbe de résonnance du circuit considéré et a l’aspect typique de la figure 2b en forme de cloche ou comme on dit quelquefois en "chapeau de gendarme"

La fréquence à laquelle la courbe atteint le sommet (point 3 de la figure 2b) est appelé fréquence de résonance du circuit et est en général indiquée par le symbole fo

La valeur de fo dépend uniquement des valeurs de l’inductance L et de la capacité C et est donnée par la formule :

fo = 159/√LxC

où :

Il faut encore se rappeler que 1nF (nanofarad) est égal à 1.000pF ; ce sous multiple du farad est souvent indiqué en kilopicofarad (kpF) selon la dénomination américaine.

Prenons un exemple : supposons que dans le schéma de la figure 2a, nous ayons : L = 4,5 mH et C = 2nF. La fréquence de résonnance est alors :

fo = 159/√(4,5x2) = 159/√9 = 159/(3 ) = 53Hz

On démontre qu’à la fréquence de résonance la réactance XL de l’inductance est égale à la réactance XC de la capacité. Ces réactances sont données par les formules :

XL = (f x L)/159 et XC = 159/(f x C)

où XL et XC sont exprimées enkΩ et les autres grandeurs sont exprimées respectivement comme suit :

f en HzL en HC en µF
f en kHzL en mHC en nF
f en MHzL en µHC en pF

Je vous rappelle que la formule de base qui donne la fréquence de résonance d’un circuit est :

fo = 1/(2π√(LxC))

où :

Si vous avez oublié les unités des autres formules, vous pouvez toujours reprendre cette dernière formule et vous serez certain de ne pas commettre d’erreur.

1 Henry = 103 mH = 106 µH

1 Farad = 106µF = 109nF = 109kpF = 1012pF

Prenons un exemple : soit fo = 53kHz L = 4,5 mH C = 2nF

Ces valeurs des réactances à la fréquence de résonnance (XL = XC) sont indiquées par le symbole Xo

Pour expliquer la forme de la courbe de résonnance, il faut remarquer que les valeurs des tensions portées sur le graphique de la figure 2b sont données par le produit du courant que l’on fait circuler dans le circuit (dont la valeur est mesurée par l’appareil I et qui est maintenu constant pour toutes les fréquences) par l’impédance du circuit.

Or, le circuit résonnant est formé de trois éléments en parallèle ; son impédance est donnée par la mise en parallèle de la résistance R, de la réactance XL de l’inductance et de la réactance XC de la capacité. Sa valeur est calculée à l’aide d’une formule assez complexe que je vous indique ci-dessous, mais qu’il est inutile d’apprendre par cœur.

Z = 1/(1/R2 + (Cω - 1/(Lω)2)1/2

ω se lit ici "omega"

où Z est l’impédance exprimée en Ω, si R est en Ω, C en Farad et L en Henry.

ω = 2πf = 2 x 3,14 x f = 6,28 f (ω est la pulsation)

f étant la fréquence exprimée en Hz.

Les résultats de cette formule indiquent qu’un circuit tel que celui de la figure 2a, se comporte de trois façons différentes, suivant que la fréquence du courant qui le traverse est égale à la fréquence de résonnance fo, qu’elle est plus basse que fo ou plus élevée que fo.

A la fréquence de résonnance, le circuit résonnant se comporte comme une simple résistance de valeur égale à R. On aurait pu prévoir ce résultat intuitivement en sachant qu’à la fréquence fo, les réactances de L et de C sont égales et opposées, leurs effets se détruisent mutuellement, et pour le circuit, tout se passe comme si L et C n’existaient pas.

A une fréquence inférieure à la fréquence de résonance, le circuit se comporte comme une résistance R qui aurait en parallèle à ses bornes une inductance L’ dont la valeur croît au fur et à mesure que la fréquence considérée devient plus basse que la fréquence de résonance. On peut encore expliquer ceci en disant que lorsque la fréquence diminue, la réactance XL diminue (revoir les formules qui donnent XL et XC) tandis que XC augmente. Ainsi, à une fréquence plus basse que fo, le courant passe plus facilement à travers l’inductance qu’à travers la capacité, ce qui en d’autres termes signifie que l’effet de l’inductance prédomine sur celui de la capacité.

Pour des fréquences plus élevées que fo, le circuit se comporte comme une résistance R qui aurait une capacité C’ en parallèle à ses bornes dont la valeur diminuerait au fur et à mesure que la fréquence deviendrait plus grande que fo. Ce fait peut s’expliquer en pensant que lorsque la fréquence augmente, XL augmente aussi tandis que XC diminue. En raisonnant comme tout à l’heure, on en déduit que le courant passe plus facilement au travers de la capacité et l’effet de celle-ci devient prédominant.

Les trois cas que nous venons d’examiner sont reportés à la figure 3. A la fréquence fo, la tension aux bornes du circuit est égale au produit du courant par la valeur de R ; si par exemple R = 150kΩ et le courant égal à 1mA (comme supposé) la tension correspondant au point 3 de la figure 2b sera :

1mA x 150kΩ= 150V

Pour des fréquences différentes de fo, l’impédance du circuit sera inférieure à R parce qu’en parallèle sur R, il y aura la réactance de L’ ou de C’ ; ainsi la tension sera inférieure à 150V et diminuera très rapidement au fur et à mesure que l’on va s’éloigner de la fréquence de résonance.

Si dans le circuit de la figure 2a, on change la valeur de R, par exemple en la diminuant à 75kΩ, la tension aux bornes du circuit résonnant ne sera plus que de 75V, c'est-à-dire qu’elle a diminué de moitié par rapport au cas précédent. La courbe de résonnance est plus basse que la première. Dans les deux cas cependant, la fréquence de résonnance est toujours 53kHz, car fo ne dépend que de L et de C, mais pas de R.

De la valeur de R dépend au contraire le facteur de qualité Q du circuit résonnant (qu’on appelle aussi coefficient de qualité, ou coefficient de surtension) et qui est défini comme étant le rapport de R et de X, et dont le symbole est Q.

Dans le cas de l’exemple, on a :

Q = R/Xo = (150kΩ)/(1,5kΩ) = 100

Dans le cas où R = 75kΩ on aurait Q = 75 / 1,5 = 50. Plus la valeur de R est élevée, plus la valeur de Q est grande et plus la courbe de résonnance est pointue, comme on peut le voir à la figure 2b.

La définition de la fréquence de coupure, vue dans la précédente leçon peut être appliquée à la courbe de la figure 2. On peut ainsi définir les points 1 et 2 (fréquences f1 et f2), pour lesquels l’amplitude de la courbe se réduit à 70,7 % de l’amplitude maximum correspondant à la fréquence de résonance (point 3).

Dans le cas d’un circuit résonnant, les fréquences de coupure sont toujours très voisines de la fréquence de résonance ; pour cette raison on préfère donner comme valeurs caractéristiques du circuit, la bande passante B (égale comme nous l’avons vu à la différence f2 – f1) ainsi que la fréquence de résonnance fo au lieu des valeurs seules de f1 et f2 comme on le faisait pour les circuits apériodiques.

La bande passante est étroitement liée au facteur de qualité Q du circuit, et sa valeur est donnée tout simplement par la formule

B = fo/Q

où B est exprimé dans les mêmes unités que fo.

Dans l’exemple, on a fo = 53kHz, la bande passante sera pour un Q = 100 de :

B = 53/100 = 0,53kHz

Pour un Q = 50 :

B = 53/50 = 1,06kHz

On voit ainsi qu’en diminuant la valeur de Q on augmente la bande passante, mais on diminue l’amplitude de la courbe de résonnance. Ainsi, pour avoir une large bande passante, on doit avoir une faible valeur de Q, ce qui s’obtient avec une faible valeur de R, ou comme on dit en "amortissant beaucoup" le circuit résonnant. Si l’on veut au contraire obtenir une bande passante étroite, il faut que le circuit soit très sélectif, il faut donc l’amortir très peu, ce qui signifie utiliser une valeur élevée de R, et avoir ainsi une valeur élevée de Q.

Après ce bref rappel sur le fonctionnement d’un dispositif résonnant nous pouvons revenir à l’étude de notre amplificateur sélectif de la figure 1.

1 – 1 ETAGE A CHARGE ACCORDE

Le schéma de la figure 1 peut être utilisé toutes les fois que l’on désire obtenir un amplificateur capable de sélectionner et d’amplifier une seule fréquence ou une bande étroite autour d’une fréquence donnée.

Dans la gamme des récepteurs radio, on a intérêt à utiliser des amplificateurs sélectifs de façon à pouvoir sélectionner parmi toutes les stations celle que l’on désire écouter.

Dans les récepteurs radio les amplificateurs sélectifs sont des amplificateurs H.F. qui peuvent être à fréquence fixe, c'est-à-dire accordés sur une seule fréquence, une fois pour toutes (comme, par exemple, les amplificateurs à fréquence intermédiaire) ou bien ils peuvent être à fréquence variable, de façon à permettre l’accord manuel sur la fréquence désirée (amplificateurs H.F. proprement dits).

Pour obtenir la possibilité d’un accord dans une certaine gamme de fréquence il faut évidemment que le circuit résonnant soit à accord variable, ce qui peut être obtenu en employant un condensateur variable ou bien une inductance à noyau plongeant comme nous le verrons par la suite (accord manuel).

Comme la gamme de fréquences s’étend pour un récepteur radio de quelques centaines dekHz à quelques MHz (grandes ondes, petites ondes, ondes courtes), la fréquence intermédiaire choisie pour les récepteurs à modulation d’amplitude est fixée soit entre 455kHz et 480kHz. Ainsi les bobines des circuits résonnants pourront être du type à air, sans noyau, ou avec noyau en un matériau prévu pour les fréquences radio (aggloméré de poudre de fer très fine et de certains oxydes, dont chaque grain est enrobé dans un isolant (polyfer, sirufer, etc…) ou mieux encore en matériau céramique comme le ferrite.

Le circuit résonnant est en général enfermé dans un blindage métallique relié à la masse de façon à éviter des couplages parasites avec d’autres circuits, et éventuellement des accrochages.

En ce qui concerne les transistors, on ne pourra évidemment pas utiliser les types vus jusqu’à présent, car ils devront avoir des fréquences de coupure de valeur adéquate, soit de l’ordre de 1MHz pour les amplificateurs à fréquence intermédiaire, et de quelques MHz pour les étages d’entrée du récepteur. Etant données les très faibles puissances mises en jeu dans de tels circuits, on n’utilisera évidemment pas des transistors de puissance et les calculs seront faits exclusivement au moyen des paramètres des différents types, en réservant l’emploi des courbes caractéristiques seulement pour la détermination du point de fonctionnement et le calcul des circuits de polarisation.

Pour prendre un exemple, nous allons étudier un amplificateur sélectif à un seul étage F.I. (fréquence intermédiaire) accordé par exemple sur 467kHz et utilisant un transistor SFT 319 monté en émetteur commun et couplé à un second étage identique au premier.

Avant d’examiner le schéma, il faut encore faire quelques remarques. Avant tout, il faut noter que le circuit résonnant se comporte comme une simple résistance à la fréquence de résonance, c'est-à-dire que pour cette fréquence, et pour elle seule, l’amplificateur a comme charge la résistance R placée en parallèle sur L et C et que la droite de charge dynamique n’est autre que celle qui correspond à la valeur de R.

En second lieu, il faut noter qu’en pratique la résistance R est constituée par la résistance d’entrée de l’étage suivant, et comme celle-ci est en général beaucoup plus faible que la résistance de sortie de l’étage considéré, il faut utiliser un transformateur pour coupler les deux étages si l’on désire conserver un bon gain en puissance. Le primaire d’un tel transformateur ne sera autre que l’inductance L, et le secondaire sera un autre enroulement comportant moins de spires et bobiné sur cette même inductance L.

Ainsi en pratique, le circuit peut être représenté comme sur la figure 4 où l’étage suivant est indiqué par sa seule résistance d’entrée re.

Les résistances R2, R3 et RE servent à la polarisation du transistor et à la stabilisation thermique du point de repos. Les valeurs des résistances indiquées sont telles qu’elles font travailler le transistor avec un courant de collecteur ICo de 1mA et avec une tension entre collecteur et émetteur VCEo de 6 V (recommandée par le constructeur) comme on peut le vérifier facilement d’après les caractéristiques de la figure 5.

En examinant le schéma de la figure 4 on voit que la droite de charge statique correspond à la seule valeur de RE = 1,5kΩ puisque la résistance de l’enroulement de L est de quelques ohms et peut être parfaitement négligée. Si l’on désire que le point de repos vienne en A on vérifie rapidement que R2 = 10kΩ et R3 = 2,7kΩ si la tension d’alimentation VCC est de 7,5 V.

Pour ce point de fonctionnement ; le transistor présente les caractéristiques suivantes :

Si l’on désire obtenir un gain maximum en puissance, il faudra que la droite de charge dynamique corresponde à la résistance de sortie du transistor (c'est-à-dire 29kΩ dans notre exemple) comme on peut le voir sur la figure 5.

Etant donné que la résistance d’entrée de l’étage suivant (supposé identique au premier) est de 0,8kΩ, on détermine immédiatement quel devra être le rapport de transformation n entre le nombre de spires de l’inductance L et celui de l’enroulement secondaire. En appliquant en effet, la formule vue lors de l’étude des liaisons par induction on trouve :

n = √(rs/re) = √(29/0,8) = √36,25 = 6,02 valeur que l’on arrondira en pratique à 6.

Il reste encore à déterminer les valeurs de l’inductance L et de la capacité C qui constitue le circuit résonnant. Les valeurs doivent être déterminées obligatoirement non seulement suivant la fréquence de résonance désirée, mais aussi suivant la bande passante que l’on se propose d’obtenir.

Soit le cas d’un amplificateur à fréquence intermédiaire (F.I.) d’un récepteur à modulation d’amplitude dont la F.I. soit de 467kHz (elle est quelquefois de 480kHz ou 455kHz). La bande passante doit être de 9kHz car la largeur des canaux des émetteurs à modulation d’amplitude est fixée à 9kHz.

Il faut encore se rappeler que le circuit résonnant formé par la capacité C et par l’inductance L de la figure 4 est amorti non seulement par la résistance d’entrée du transistor de l’étage suivant, mais aussi par la résistance de sortie du transistor considéré. En effet, le transistor de la figure 4 a son collecteur branché à l’extrémité inférieure du circuit résonnant tandis que l’émetteur se trouve branché à l’extrémité supérieure de ce même circuit résonnant au travers du condensateur CE et de la pile d’alimentation.

La pile présente une résistance interne extrêmement faible et le condensateur CE peut être considéré en ce qui concerne la composante alternative du courant d’émetteur (à la fréquence de 467kHz), comme une liaison de résistance négligeable. On en déduit donc que tout se passe, pour la composante alternative, comme si le transistor se trouvait branché directement en parallèle sur le circuit résonnant.

La résistance R qui amortit le circuit résonnant et qui en détermine la bande passante est donc donnée par la mise en parallèle de la résistance d’entrée re du transistor suivant (ramenée naturellement au primaire) et par la résistance de sortie rs du transistor considéré.

Si l’on se rappelle encore que pour avoir un gain maximum en puissance, il faut déterminer le rapport de transformation de telle sorte que la valeur de re ramenée au primaire soit égale à rs, on en déduit alors que la valeur de R est égale à la moitié de rs. Dans le cas de l’exemple rs = 29kΩ et R sera donc égale à 29/2 = 14,5kΩ. On doit donc obtenir une bande passante B = 9kHz avec cette valeur de R et pour fo = 467kHz.

En partant des valeurs ci-dessus, on peut déterminer L et C.

On commence tout d’abord par calculer le coefficient Q du circuit, nécessaire pour obtenir la bande passante désirée :

Q = fo/B = 467/9 = 51,88 soit 52 environ

On calcule ensuite la valeur de la réactance Xo :

Xo = R/Q = 14,5/52 = 0,279kΩ

Ensuite, on détermine les valeurs de L et C à l’aide des formules suivantes où L est exprimée en mH, C en nF, Xo en kΩ et fo en kHz.

L = (159 x Xo)/fo = (159 x 0,279)/467 = 0,095 mH

C = 159/(fo x Xo ) = 159/(467 x 0,279) = 1,22nF

On peut vérifier rapidement qu’avec de telles valeurs on obtient bien la fréquence de résonnance voulue. En effet :

fo = 159/√(L x C) = 159/√(0,095 x 1,22) = 159/√0,116 = 159/0,34 = 467kHz

La valeur de C ainsi calculée est celle qui est nécessaire pour que l’inductance L résonne à 467kHz ; en pratique, cependant, on prendra une capacité un peu plus faible pour la raison suivante : en examinant la figure 4, on voit que la capacité de sortie cs (38pF dans notre exemple) du transistor se trouve en parallèle sur le circuit résonnant pour la même raison que tout à l’heure, où l’on avait vu que la résistance de sortie se trouvait en parallèle sur le C.O. (abréviation de "circuit oscillant").

D’autre part, la capacité d’entrée du transistor suivant, ramenée au primaire se trouve elle aussi en parallèle sur L. Dans le cas de l’exemple, ce = 870pF. Comme le rapport de transformation est 6, la valeur de c'e ramenée au primaire est :

c'e = ce /n2 = 870/62 = 870/36 = 24pF environ

En parallèle sur L, il y a encore la capacité par rapport à la masse des différentes connexions et la capacité répartie du bobinage lui-même, que l’on peut évaluer pour l’ensemble à cp = 18pF environ.

La capacité parasite totale est donc :

Ct = cs + c'e + cp = 38 + 24 + 18 = 80pF

La capacité à placer sur L devra donc avoir pour valeur :

C’ = C – Ct = 1.220 – 80 = 1140pF (= 1,14nF)

Comme les capacités de sortie et d’entrée peuvent varier d’un transistor à l’autre et que la capacité parasite ne peut être déterminée avec certitude, il est indispensable qu’en pratique on puisse régler la valeur de la capacité ou de l’inductance pour pouvoir accorder exactement le circuit sur la fréquence voulue. On utilise en général une self à noyau réglable, et plus rarement une capacité variable.

Nous étudierons dans la prochaine leçon, le comportement d’un circuit réel.


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 22ème LEÇON THÉORIQUE

1° - On doit utiliser, au minimum, un générateur basse fréquence (s’il s’agit d’un amplificateur BF), un microampèremètre d’entrée et un voltmètre de sortie.

2° - Pendant le relevé de la courbe de réponse, on doit maintenir constante la valeur du courant d’entrée Ie de l’amplificateur (d’où l’utilité du microampèremètre d’entrée).

3° - La courbe de réponse exprime comment varie l’amplitude du signal de sortie (ou le gain en courant) en fonction de la fréquence).

4° - On appelle fréquences de coupures d’un amplificateur, les deux fréquences (une inférieure, l’autre supérieure) pour lesquelles le gain se réduit à 70,7 % de la valeur qu’il avait pour les fréquences moyennes.

5° - La bande passante d’un amplificateur est définie comme étant la gamme de fréquences comprises entre les fréquences de coupure.

6° - La fréquence de coupure supérieure d’un étage, dépend de la fréquence de coupure propre du transistor utilisé et lui est égale en général.

7° - La fréquence de coupure inférieure d’un étage à liaison par capacité dépend de la valeur de la capacité de liaison et est d’autant plus faible que la valeur de la capacité est plus élevée.

8° - Dans le cas d’un étage à couplage par induction, la fréquence de coupure inférieure dépend de l’inductance du primaire du transformateur et elle est d’autant plus faible que cette inductance est plus grande.

9° - Quand un amplificateur est constitué par plusieurs étages identiques, la bande passante résultante est toujours plus réduite que celle correspondant à un seul étage.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 23ème LEÇON THÉORIQUE

1° - De quoi dépend la fréquence de résonance d’un circuit ?

2° - A quoi est équivalent un circuit résonnant, constitué d’une capacité, d’une self et d’une résistance en parallèle, pour la fréquence de résonnance ?

3° - Comment doit-être un circuit résonnant pour que sa bande passante soit étroite ?

4° - Quelles sont les valeurs courantes utilisées pour les fréquences intermédiaires dans les récepteurs AM ?

5° - Donner la formule qui permet de calculer la fréquence de résonance fo en Hertz lorsque la self est exprimée en Henry et la capacité en microfarads ?

6° - Calculer la fréquence de résonance d’un circuit dont la self L = 6,5 mH et la capacité C = 400pF.

7° - Quelle sera la valeur du coefficient de surtension Q lorsque : R = 0,750 MΩ et Xo = 1,5kΩ ?

8° - Calculer la bande passante d’un circuit dont le coefficient Q = 75 et pour lequel la fréquence de résonance est fo = 100kHz

9° - Si l’on désire que la bande passante du circuit ci-dessus soit trois fois plus grande, que doit-on faire ?

Fin de la leçon 23


LECON 24

1-CIRCUITS REELS

Dans les considérations faites jusqu’à présent, on a supposé que l’inductance du circuit ne présentait aucune résistance au passage du courant. Or en fait c’est faux, car la bobine est réalisée à l’aide d’un fil qui a sa propre résistance électrique.

À ce propos il faut signaler que la résistance présentée par un conducteur au passage d’un courant alternatif est toujours plus élevée que la résistance présentée à un courant continu, telle qu’on peut la mesurer avec un ohmmètre.

Ceci est dû à ce que l’on appelle Effet Pelliculaire ou Effet de Peau : le courant alternatif ne se répartit pas de manière uniforme dans toute la section du conducteur comme le fait un courant continu, mais il a tendance à se concentrer à la superficie. De cette manière, la région centrale du conducteur n’est pas parcourue par le courant alternatif, et tout se passe comme si le conducteur n’était composé que de la seule région extérieure (d’où le nom de "peau"). La section utile au passage du courant est donc réduite et sa résistance est ainsi plus élevée que celle offerte au passage d’un courant continu.

"L’effet de peau" dépend de la fréquence du courant (plus celle-ci est élevée plus la section utile du conducteur se réduit) et aussi de la section du conducteur (le phénomène est plus accentué dans les fils de grosse section que les fils petits).

Tandis que pour les fréquences BF cet effet est pratiquement négligeable, il devient prépondérant en HF et il faut absolument en tenir compte, car la résistance devient 10 fois plus grande (ou même plus) que celle mesurée en courant continu.

Pour donner une idée plus précise de l’accroissement de la résistance d’un conducteur lorsque la fréquence augmente, je vous ai reporté à la figure 1 différentes courbes relatives à des conducteurs de section différente.

Considérons par exemple un conducteur en cuivre de section S = 1mm2. Sur la courbe.S = 1mm2 de la figure 1, nous voyons que pour f = 166kHz, Rf/Ro = 2. Ceci signifie qu’à la fréquence 166kHz, la résistance Rf du conducteur considéré est deux fois plus grande que la résistance Ro en courant continu.

Si l’on augmente la fréquence, le rapport Rf / Ro croît. Ainsi à 5,42MHz il est égal à 10. Ceci signifie donc, qu’à cette fréquence la résistance Rf est dix fois plus grande qu’en courant continu.

Ainsi, un conducteur de 1mm2 de section et de 1 m de long a une résistance R0 = 17,8mΩ en courant continu. A la fréquence 166kHz, la résistance a doublé et est devenue Rf = 35,6mΩ et à 5,42MHz, elle est de 178mΩ.

Si l’on examine par contre un conducteur ayant une section de 0,1mm2 (courbe repérée 0,1mm2) on voit que sa résistance reste pratiquement constante jusqu’à 166kHz environ. Pour des fréquences plus élevées, vers 1,66MHz sa valeur a doublé. Par contre, pour un conducteur de section 0,01mm2, la valeur de sa résistance ne double que lorsque la fréquence atteint 16,6MHz.

On en conclut donc que plus la section est faible plus on peut "monter" en fréquence avant que la résistance ne double. De cette constatation est née l’idée d’utiliser, pour les fréquences élevées, des conducteurs formés de plusieurs fils fins au lieu de prendre du fil de forte section. Par exemple, au lieu d’utiliser un conducteur de section 0,1mm2 formé par un seul fil, il est préférable de prendre un conducteur formé de 10 fils ayant chacun une section de 0,01mm2.

L’avantage que l’on peut obtenir avec un tel conducteur est clairement représenté sur la figure 1. La courbe en trait plein (S = 0,1mm2) se trouve au-dessus de la courbe en traits pointillés (S = 10 x 0,01mm2) correspondant au fil de litz jusque vers 2MHz environ. Ceci signifie donc que pour des fréquences inférieures à 2MHz, le fil de litz est préférable au fil à un seul conducteur (de section totale équivalente). Par contre au-dessus de 2MHz l’augmentation de la résistance dûe au fil de litz est plus rapide que pour un fil à un seul conducteur. C’est pour cette raison que dans les récepteurs on utilise surtout du fil de litz pour les bobines grandes ondes et petites ondes ainsi que pour les transformateurs F.I. (fréquences inférieures à 2MHz) et que l’on utilise de nouveau du fil plein pour des bobines ondes courtes (fréquences supérieures à 2MHz).

Si l’on veut tenir compte de la résistance de la bobine utilisée pour le C.O. (circuit oscillant), on peut procéder de la même manière que lors de l’étude de l’étage de puissance avec transformateur de sortie. On suppose que la bobine réelle est équivalente à une bobine idéale (c’est-à-dire sans résistance) qu’elle a même inductance que la bobine réelle et qu’en série il y a une résistance Rf, de valeur égale à la résistance qu’elle a à la fréquence de travail.

Ainsi le circuit résonnant réel de la figure 2a, peut être considéré comme étant équivalent au circuit de la figure 2b, où la bobine est idéale, mais où il y a en série une résistance Rf.

Reprenons l’exemple du C.O. de la figure 4 (Théorie 23), où C = 1,22nF et L = 0,095mH. Supposons qu’à la fréquence de travail (467kHz) la résistance Rf = 2Ω (valeur qui correspond à celle mesurée en courant continu, par exemple à l’aide d’un ohmmètre, augmentée dans le rapport Rf / Ro d’après le graphique de la figure 1).

On démontre qu’un circuit résonnant du type de la figure 2b, (c’est-à-dire du type série, en ce sens que la self et la résistance sont en série), a un coefficient de surtension Q :

Q = Xo/Rf

où Xo est la réactance de la self à la fréquence de résonance, qui doit être exprimée dans les mêmes unités que Rf.

Dans l’exemple nous avons Xo = 0,279kΩ et Rf = 2Ω. D’où :

Q = 279/2 = 139,5

Le circuit réel de la figure 2a sera donc caractérisé, non seulement par une valeur de capacité et de self, mais aussi par une valeur de Qo déterminée par la résistance de la bobine. Le coefficient de qualité est d’autant plus élevé que la résistance Rf est plus faible.

La même valeur de Qo peut être obtenue en prenant un circuit idéal et en l’amortissant avec une résistance Rp placée en parallèle à ses bornes comme l’indique la figure 2c. On démontre alors que la valeur de Rp doit être Qo fois la valeur de Rf.

Dans le cas considéré, Rp devra avoir comme valeur :

Rp = Qo2 x Rf = (139,5)2 x 2 = 19.460,25 x 2 = 38.920,50Ω soit environ 38,92kΩ.

En effet, si l’on reprend la formule vue précédemment, à propos du circuit de la figure 2 (Théorie 23), on trouve :

Q = R/Xo = 38,92/0,279 = 139,5

On peut donc en conclure qu’un circuit résonnant réalisé avec une bobine réelle se comporte de la même manière qu’un circuit résonnant idéal amorti par une résistance Rp placée en parallèle sur le circuit même. Cet amortissement est d’autant plus fort (c’est-à-dire que Rp est faible) que Rf est élevée. En d’autres termes, nous dirons, que l’amortissement est d’autant plus fort que le coefficient de surtension du circuit est plus faible.

Dans tous les exemples vus jusqu’à maintenant, où l’on considérait des C.O. idéaux, on tient compte en pratique de ce que ces circuits ne le sont pas, en considérant qu’en parallèle sur la résistance d’amortissement R vient se placer la résistance Rp que l’on vient de voir, ce qui accroît encore l’amortissement du C.O. (Circuit Oscillant).

1 – 1 GAIN EN PUISSANCE – NEUTRODYNAGE

Dans les amplificateurs HF ou FI tels que ceux de la figure 4 (Théorie 23), il n’y a pas que le gain en courant ou en tension qui soit intéressant, il y a aussi le gain en puissance. Connaissant les valeurs de la transconductance, des résistances d’entrée et de sortie, le gain en puissance est donné par la formule suivante :

Gp = (gm2 x re x rs)/4

où re et rs doivent être exprimés en kΩ si la transconductance gm est donné en mA/V

Si gm = 35 mA/V, re = 0,8 kΩ et rs = 29 kΩ, le gain en puissance sera :

Gp = (352 x 0,8 x 29)/4 = (1225 x 0,8 x 29)/4 = 28.420/4 = 7.105

Il faut encore remarquer que le gain calculé ci-dessus est le gain maximum théorique, valable dans le cas idéal où la self est sans résistance.

En pratique, à cause de la résistance de la bobine, on ne peut obtenir un gain de puissance aussi élevé, mais on pourra s’en rapprocher d’autant plus que le Qo du C.O. sera plus élevé.

Une autre raison fait qu’en pratique le gain en puissance est inférieur à celui calculé : c’est la présence de la capacité de la jonction collecteur-base. Pour mettre en évidence cette capacité, on a dessiné en pointillés sur la figure 3 un condensateur CCB placé entre collecteur et base. On remarque immédiatement qu’au travers de CCB une partie du signal (bien que faible) retourne de la sortie du transistor (collecteur) à l’entrée (base) en se superposant au signal de commande. En raisonnant en courants on dira qu’au courant de commande ie vient se superposer le courant ir qui provient du collecteur et se dirige vers la base à travers CCB.

Le courant de base résultant est en général plus faible que le courant de commande, car ie et ir sont souvent en opposition de phase ; mais il peut arriver aussi que les deux courants soient en phase, auquel cas, le courant de base est plus grand que le courant de commande.

Dans le premier cas, la puissance de sortie sera plus faible que s’il n’y avait pas de capacité CCB ; dans le second cas au contraire, elle sera plus grande et si ir est suffisamment élevé, on peut avoir un accrochage et l’étage ne pourra plus fonctionner comme amplificateur.

Afin d’éviter de tels inconvénients, provoqués par la présence de CCB, il ne reste plus qu’à neutraliser les effets dûs à ir en faisant parvenir à la base un second courant in de phase opposée à celle de ir. Ceci s’obtient en pratique en branchant un condensateur de neutrodynage Cn entre la base et le secondaire du transformateur.

Si dans le secondaire du transformateur circule un courant en opposition de phase par rapport au courant du primaire, il est évident que le courant in sera lui aussi en opposition de phase avec ir ; en réglant convenablement la valeur de Cn, on fera en sorte que les deux courants se neutralisent mutuellement et on évitera ainsi les inconvénients décrits ci-dessus.

Il faut encore remarquer que le neutrodynage est nécessaire avec les transistors alliés car dans ceux-ci, la capacité CCB est de l’ordre d’une dizaine de pF et que son effet est très sensible. Dans les transistors à diffusion ("drift") la capacité CCB est notablement plus faible, et dans la plupart des cas il n’est pas nécessaire de recourir au neutrodynage.

1 – 2 LIAISON PAR TRANSFORMATEUR A PRIMAIRE ET SECONDAIRE ACCORDÉS

Un autre type de transformateur est utilisé dans la liaison entre étages F.I. Dans ces transformateurs, le primaire et le secondaire sont simultanément accordés sur la fréquence de travail. Le schéma de l’étage amplificateur se présente alors comme sur la figure 4 où l’on peut voir clairement que le primaire est constitué par un C.O. formé de Lp et de Cp et que le secondaire est constitué lui aussi par un C.O. formé de Ls et de Cs, tous les deux accordés sur la même fréquence.

Avant de commencer l’étude du circuit de la figure 5, il est bon de décrire rapidement comment se présentent en pratique de tels transformateurs et quelles différences il y a par rapport au transformateur des schémas précédents.

Le transformateur comme celui de la figure 4 (Théorique 23), est réalisé sur un support isolant de forme cylindrique. Sur l’enroulement primaire, est enroulé directement l’enroulement secondaire comme le montre la figure 5. A l’intérieur du support se visse un noyau ferromagnétique qui en pénétrant plus ou moins permet d’accorder la self exactement sur la fréquence désirée.

Le transformateur du schéma de la figure 4 est au contraire constitué de 2 enroulements réalisés sur le même support cylindrique, mais complètement séparés l’un de l’autre (figure 5b). Le réglage de la fréquence de résonance des deux circuits accordés est réalisé maintenant à l’aide de deux noyaux l’un placé en haut (primaire) et l’autre en bas (secondaire).

Les deux transformateurs sont accordés à l’aide des capacités et enfermés dans un boitier métallique relié à la masse.

Après cette brève parenthèse d’ordre technologique, nous pouvons commencer l’étude du fonctionnement du circuit de la figure 4 dont la particularité essentielle réside dans la forme de la courbe de résonance et donc dans l’aptitude de l’étage à sélectionner le signal à la fréquence désirée parmi toutes les fréquences reçues. La détermination de la courbe de résonance est faite de la même manière que celle de la figure 2 (Théorique 23) relative à un seul circuit. Il suffit pour cela de faire circuler dans le primaire un courant de valeur constante et de fréquence variable, de se placer autour de la fréquence de résonance sur laquelle sont accordés primaire et secondaire et de mesurer la valeur de la tension aux bornes du secondaire comme le montre la figure 6.

Si l’on suppose que le primaire et le secondaire sont respectivement amortis par Rp et Rs de façon à ce que les deux circuits aient la même valeur de coefficient de surtension Q, on trouve des courbes différentes selon le couplage qui existe entre les deux bobines, c’est-à-dire selon la distance entre les deux bobines de la figure 5b.

Si les deux bobines sont très éloignées, la courbe obtenue est assez semblable à celle de la figure 2 (Théorique 23) ; lorsque l’on rapproche les deux bobines (c’est-à-dire lorsque l’on augmente leur couplage) la tension au secondaire augmente ; on trouve d’autre part que la courbe devient de plus en plus large au fur et à mesure que l’on augmente le couplage (c’est-à-dire que l’on rapproche les bobines).

En rapprochant encore les deux bobines, on trouve qu’à un certain moment l’amplitude de la courbe ne croît plus (figure 7) et que le maximum de la tension n’a plus lieu pour la fréquence de résonance fo mais pour deux fréquences équidistantes, l’une supérieure l’autre inférieure à la fréquence de résonance.

On définit le couplage critique comme étant celui pour lequel on obtient la tension maximum possible au secondaire à la fréquence de résonance (courbe 3 de la figure 7).

On dit que le couplage est sous-critique lorsque la tension au secondaire est inférieure à la valeur maximum possible (courbes 1 et 2). On dit que le couplage est sur-critique lorsque la tension au secondaire atteint la valeur maximum, pas à la fréquence de résonance, mais pour deux fréquences différentes de celle-ci, c’est-à-dire lorsque la courbe présente deux bosses et un creux à la fréquence de résonance (courbes 4 et 5).

Dans les transformateurs utilisés en pratique, on choisit le couplage critique ou un peu supérieur à celui-ci, de façon à ce que le creux ne soit pas trop prononcé. De cette façon on a l’avantage d’obtenir le maximum de gain possible (un couplage inférieur au couplage critique donne en effet une tension plus faible à la résonance) et une bande passante qui est environ une fois et demi celle d’un circuit accordé simple ayant le même coefficient Q (un couplage supérieur au couplage critique donnerait une bande passante encore plus grande, mais présenterait l’inconvénient du creux).

Dans le cas de l’étage de la figure 4, le transformateur sera réalisé de façon à ce que le couplage soit critique en plaçant de façon appropriée les deux bobines sur le support cylindrique. Dans ces conditions, le rapport entre les spires du primaire et du secondaire, c’est-à-dire n, sera encore donné par la formule n = √(rs⁄re) comme dans le cas de la figure 4 (Théorique 23).

Pour obtenir encore une bande passante B = 9kHz comme auparavant, les valeurs de Qp du primaire et de Qs du secondaire devront être toutes les deux égales et seront données par la formule :

Q = (fo x 1,41)/B = (467 x 1,41)/9 = 658,47/9 = 73,16

En indiquant par Xop et Xos les réactances à la résonance du primaire et du secondaire, on trouve : (avec rs = 29kΩ et re = 0,8kΩ)

Xop = rs/Q = 29/73,16 = 0,396kΩ

Xos = re/Q = 0,8/73,16 = 0,0109kΩ

Les formules ci-dessus dérivent du fait que dans le cas de la figure 4, le primaire n’est amorti que par la résistance de sortie rs du transistor, tandis que le secondaire n’est amorti que par la résistance d’entrée re du transistor de l’étage suivant.

Les valeurs des selfs, des capacités primaires et secondaires, indiquées par Lp , Cp, Ls et Cs sont données, comme dans le cas du schéma de la figure 4 par les formules suivantes :

Lp = (159 x Xop)/fo = (159 x 0,396)/467 = 0,1348 mH

Cp = 159/(fo x Xop ) = 159/(467 x 0,396) = 0,859nF

Ls = (159 x Xos)/fo = (159 x 0,0109)/467 = 0,0037mH

Cs = 159/(fo x Xos ) = 159/(467 x 0,0109) = 3,12nF

Naturellement il faudra prendre des capacités C’p = Cp – Cs = 859 – 38 = 821 pF et C’s = Cs – Ce = 3120 – 870 = 2250pF afin de tenir compte des capacités des transistors.

Pour comparer directement les avantages obtenus avec le circuit de la figure 4 par rapport à celui de la figure 4 (Théorique 23), je vous ai reporté à la figure 8, les courbes de sélectivité calculées pour ces deux circuits.

Comme vous pouvez le voir, les bandes passantes sont égales dans les deux cas, mais la courbe correspondant au cas du transformateur à primaire et secondaire accordés est plus intéressante car elle possède des flancs plus raides, ce qui indique qu’elle est plus apte à atténuer les fréquences en dehors de la bande passante.

Ainsi par exemple, si l’on prend la fréquence de 9kHz au-dessus et en dessous de fo (ce qui représente les porteuses des stations adjacentes à celle reçue), on voit que pour le circuit de la figure 4, elle sera plus atténuée à la sortie de l’amplificateur (24,1 %) que dans le cas du circuit de la figure 4 (Théorique 23) (44,7 %).

D’autre part, dans la bande passante, la courbe relative à l’étage de la figure 4 est plus "rectangulaire". Ceci indique que le circuit amplifie beaucoup plus uniformément les signaux dans la bande passante.

En conclusion, le circuit de la figure 4 est de beaucoup préférable à celui de la figure 4 (Théorique 23). C’est pour cela qu’il est surtout utilisé.

1 – 3 TRANSFORMATEURS À PRISE INTERMEDIAIRE

Comme on l’a vu avec les calculs ci-dessus, les valeurs des capacités utilisées dans les circuits accordés sont relativement élevées et en général on ne peut les placer à l’intérieur des blindages renfermant le transformateur F.I.

Pour réduire la valeur de la capacité (et d’autre part pour permettre d’utiliser des capacités de même valeur au primaire et au secondaire dans le cas d’un circuit du type de la figure 4) on utilise l’artifice de prolonger les enroulements et de brancher les condensateurs aux extrémités de ceux-ci comme le montre la figure 9 (schéma de la figure 4 Théorique 23 modifié).

Comme on le voit sur la figure, le condensateur d’accord C est branché non plus entre collecteur (point 2) et l’alimentation du collecteur (point 1) mais entre le point 1 et le point 3 qui représente l’extrémité du prolongement du bobinage.

On démontre alors que si l’on indique par m le rapport entre le nombre total de spires comprises entre 1 et 3 et le nombre de celles-ci comprises entre 1 et 2 (et qui sont nécessaires pour réaliser la valeur de la self calculée auparavant) la valeur de C de la capacité à brancher entre les points 1 et 3 est donnée par la formule :

C = C'/m2

Supposons que nous prolongions l’enroulement de façon à ce que le nombre total de spires soit 3 fois celui compris entre 1 et 2 (m = 3) ; la valeur de la capacité va se réduire de la valeur C’ = 1140 pF à :

C = 1140/(3)2 = 1140/9 = 126pF environ

Si l’on voulait réduire la capacité de 1140pF à 220pF (valeur normalisée pour les condensateurs mica et au polystyrène) le rapport m devrait avoir pour valeur :

m = √(1140/220) = √5,18 = 2,27 environ

Ce qui vient d’être dit, en ce qui concerne la figure 9, reste évidemment valable pour les circuits de la figure 4, où l’on obtient comme avantage, la possibilité d’utiliser les mêmes valeurs des capacités d’accord pour le primaire et le secondaire.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 24ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Quel est le coefficient de surtension d’un circuit dans lequel Xo = 0,300 kΩ et où Rf = 5Ω

2 – Quelle est alors la valeur équivalente de la résistance Rp ?

3 – Comment peut-on exprimer Rp en fonction de Rf, de la self L et de la pulsation de résonance ω ?

On rappelle que ωo = 2πfo

4 – A l’aide de la formule calculée ci-dessus, déterminer la valeur de Rp sachant que L = 2 henrys :

fo = 300Hz et Rf = 100Ω

5 – Qu’appelle- t-on "effet de peau" ou "effet pelliculaire" ?

6 - Comment est constitué un fil de litz et quels sont ses avantages par rapport à un conducteur normal ?

7 – Quelles sont les différences technologiques entre un transformateur constitué par un seul primaire accordé et un dont le secondaire est aussi accordé ?

8 – Qu’appelle-t-on couplage critique ?

9 – Quel aspect présente la courbe de résonance quand le couplage est supérieur au couplage critique ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 23ème LEÇON THÉORIQUE

1 – La fréquence de résonance d’un circuit dépend uniquement des valeurs de l’inductance et de la capacité qui le constituent.

2 – Un circuit résonnant formé d’une capacité, d’une inductance et d’une résistance en parallèle est équivalent, à la fréquence de résonance, à sa seule résistance.

3 – Pour que la bande passante d’un circuit résonnant soit étroite, il faut que ce dernier soit peu amorti, c’est-à-dire que sa résistance en parallèle doit être de valeur très élevée.

4 – Dans les récepteurs AM, les fréquences intermédiaires sont en général de 467kHz, 480kHz ou 455kHz.

5 – La fréquence de résonance fo est :

fo = 159/√(L x C)

6 – fo = 100kHz environ

7 – R = 0,750 MΩ = 750 kΩ

d’où Q = 750/1,5 = 500

8 – B = fo/Q = 100/75 = 1,33kHz

9 – Pour augmenter la bande passante de trois, il faut diminuer le coefficient de qualité de trois, c’est-à-dire amortir le circuit.

On veut B = 1,33 x 3 = 4 environ

Le coefficient Q doit donc être

Q = fo/B = 100/4 = 25 (= 75/3 )

Fin de la leçon 24


LECON 25

1 – OSCILLATEURS SINUSOÏDAUX

Tous les circuits à transistors étudiés jusqu’à maintenant, présentaient une propriété commune qui était de délivrer à la sortie un signal, d’une certaine puissance (plus ou moins grande selon le type de transistor utilisé) quand on appliquait à l’entrée, et seulement à ce moment-là, un signal de commande.

Le nom d’Amplificateur donné à ces circuits provient du fait qu’ils sont capables, si on leur applique à l’entrée un certain signal, de délivrer à leur sortie un signal de puissance plus grande, et plus ou moins fidèle d’ailleurs.

Par contre, il faut noter que les amplificateurs ne délivrent aucun signal à leur sortie si aucun signal n’est appliqué à leur entrée.

Nous allons voir aujourd’hui d’autres circuits, capables eux de délivrer un signal à leurs bornes de sortie, même si aucun signal n’était appliqué à leur entrée. Ces circuits sont appelés OSCILLATEURS en ce sens qu’ils peuvent produire des oscillations par eux-mêmes. Le signal de sortie pourra être simple lorsqu’il s’agira d’un signal sinusoïdal. Il pourra être aussi beaucoup plus complexe, comme dans le cas d’ondes rectangulaires ; mais de toute façon, ces signaux sont périodiques car ils se répètent avec une certaine période.

Nous étudierons les Oscillateurs Sinusoïdaux. Par contre, les Oscillateurs non sinusoïdaux ne seront pas pris en considération car ils ne sont jamais utilisés dans les récepteurs radio.

Comme les amplificateurs, les oscillateurs peuvent être classés selon les caractéristiques du signal délivré ou selon celles du circuit utilisé.

Comme nous l’avons vu en son temps, une onde sinusoïdale peut être déterminée par sa fréquence et par son amplitude. Les oscillateurs pourront être classés selon la fréquence du signal produit et selon l’amplitude de celui-ci ou mieux, selon la puissance du signal, puisque cette dernière dépend directement de l’amplitude du signal.

Les fréquences qui intéressent les récepteurs, peuvent être divisées en deux bandes : la bande BF (ou de fréquences acoustiques) comprise entre 20Hz et 20kHz (sons audibles par l’oreille humaine) et la bande des Radio-fréquences, qui s’étend de quelques dizaines dekHz à quelques dizaines deMHz, comprenant la gamme utilisée pour les transmissions en modulation d’amplitude, c’est-à-dire grandes ondes (GO), les petites ondes ou moyennes (PO) et les ondes courtes (OC).

Les oscillateurs pourront être : du type BF ou du type HF.

Les oscillateurs du premier type produisent des signaux sinusoïdaux de fréquence acoustique et d’amplitude constante (figure 1a).

De tels signaux amplifiés par des amplificateurs BF donneront dans le haut-parleur, un son acoustique de tonalité fixe (d’une seule fréquence).

Les oscillateurs BF peuvent encore être subdivisés en oscillateurs à une seule fréquence fixe ou à plusieurs fréquences fixes selon qu’ils peuvent délivrer une ou plusieurs fréquences prédéterminées et en oscillateurs à fréquence variable s’ils peuvent couvrir toute, ou une partie de la gamme acoustique.

On peut de la même manière, subdiviser les oscillateurs HF. Ceux-ci pourront aussi être catalogués en outre en oscillateurs non modulés s’ils délivrent une onde sinusoïdale (HF bien entendu) d’amplitude constante (figure 1b) c’est-à-dire non modulée, et en oscillateurs modulés quand l’amplitude de l’onde varie périodiquement selon une forme encore sinusoïdale mais de fréquence acoustique (figure 1c).

Ce dernier type de signal, appliqué à l’antenne d’un récepteur, donnera encore une note acoustique dans le haut-parleur du récepteur.

Les oscillateurs HF sont indispensables pour le réglage et la mise au point des circuits HF et FI des récepteurs.

Suivant le type du circuit utilisé, les oscillateurs peuvent être classés en deux catégories différentes : les oscillateurs à inductance et capacité (oscillateurs LC) lorsque la fréquence du signal est déterminée par la fréquence de résonance d’un circuit résonnant formé par une self et une capacité, les oscillateurs à résistance et capacité (oscillateurs RC), lorsque la fréquence du signal est déterminée par les caractéristiques d’un réseau composé de plusieurs résistances et capacités.

Disons tout de suite, pour fixer les idées, que les oscillateurs HF sont en grande majorité du type à inductance et capacité ; étant donné les valeurs élevées de la fréquence et les faibles valeurs des selfs, ces dernières sont en général bobinées sur des mandrins en matériaux adaptés à la HF ou tout simplement "en l’air".

Les oscillateurs BF peuvent être du type LC ou RC. Dans le premier cas, étant donné les faibles valeurs de la fréquence et les valeurs élevées de l’inductance, les selfs seront réalisées sur des mandrins avec noyaux de ferrite ou des tôles.

Les valeurs élevées nécessaires pour les capacités ne permettent pas l’utilisation de condensateurs variables ; ainsi les circuits LC sont surtout utilisés dans le cas d’oscillateurs à fréquence fixe.

Lorsque l’on a besoin d’oscillateurs à fréquence variable, on préfère utiliser le type RC où les capacités nécessaires sont de faible valeur (donc on peut employer des condensateurs variables) et les résistances en général de fortes valeurs (mais ceci n’est pas un inconvénient, ni du point de vue Technologique ni du point de vue économique).

Une classification ultérieure des oscillateurs LC et RC sera faite en se basant sur le nombre de transistors utilisés et le montage adopté (en général en base commune ou en émetteur commun) A ce propos, disons tout de suite que pour les oscillateurs LC on peut utiliser l’un des deux montages au choix, tandis que pour les oscillateurs RC on n’utilise que le montage en émetteur commun.

Nous allons voir maintenant comment fonctionnent les oscillateurs et en particulier les oscillateurs LC, puisque c’est le type le plus généralisé et qu’en faisant varier les valeurs des composants (inductance et capacité), on peut couvrir soit la gamme acoustique, soit la gamme HF.

Je vous rappelle que le terme d’oscillateur est synonyme de générateur ; on peut donc parler indifféremment d’oscillateurs BF et HF ou de générateurs BF et HF. Ceci n’est pas valable, par contre avec la terminologie américaine, pour laquelle oscillateur> signifie oscillateur BF ou HF non modulé, tandis que générateur, signifie seulement les oscillateurs HF en général et modulés en particulier.

2 – PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT D’UN OSCILLATEUR SINUSOÏDAL

Pour étudier le fonctionnement d’un oscillateur sinusoïdal, il convient de partir du schéma d’un amplificateur sélectif, c’est-à-dire dans lequel la charge est constituée par un circuit LC résonnant à la fréquence fo (voir leçon précédente). Le schéma de cet amplificateur devra toutefois être modifié comme indiqué en figure 2 et, pour le moment, les inverseurs D1 (dans le circuit de la base) et D2 (dans le circuit de sortie du secondaire) se trouvent tous les deux sur la position 1.

Dans ces conditions, l’entrée de l’amplificateur est reliée au générateur qui est supposé délivrer un signal sinusoïdal de même fréquence que celle sur laquelle est accordé le circuit LC. Le secondaire du circuit résonnant est relié (par l’intermédiaire de la résistance réglable R4) aux bornes de la résistance de charge Re dont la valeur est exactement celle de la résistance d’entrée de ce même étage amplificateur (nous verrons bientôt pourquoi ce choix de Re).

En réglant la résistance variable R1, on peut régler le courant de commande de l’amplificateur ie, qui pendant l’alternance négative du signal délivré par le générateur circulera dans le circuit de base selon la direction de la flèche ; entre la base et la masse apparaîtra la tension d’entrée ve.

On peut régler maintenant la résistance R4 de façon qu’il circule dans la résistance de charge Re un courant iu de même intensité que le courant de commande ie. Ainsi la tension vu qui va apparaître aux bornes de Re sera égale à la tension de commande ve puisque l’on a supposé que Re avait précisément la valeur de la résistance d’entrée de l’étage.

Il faut remarquer encore, que le courant iu qui circule dans Re a le même sens que le courant ie dans le circuit de base (voir flèches figure 2) : les deux courants iu et ie sont donc en phase.

De même les tensions vu et ve sont elles aussi en phase : en effet, une première inversion de phase a lieu dans le transistor et une seconde est opérée à l’aide du transformateur de sortie : ainsi la tension aux bornes de la charge se retrouve en phase avec la tension appliquée à l’entrée de l’amplificateur.

Les phases des tensions sont indiquées d’une façon schématique à la figure 2 par des sinusoïdes qui partent vers le haut ou vers le bas ; on peut voir ainsi qu’à l’entrée et à la sortie les sinusoïdes partent toutes les deux vers le haut (c’est-à-dire qu’elles sont en phase), tandis que sur le collecteur, la sinusoïde part vers le bas (c’est-à-dire qu’elle est en opposition de phase avec les deux autres).

En conclusion, grâce à la modification apportée du circuit de l’amplificateur sélectif, il est possible d’obtenir aux bornes de la résistance de charge Re un signal identique en amplitude et en phase à celui qui est appliqué à l’entrée de l’amplificateur.

En considérant le gain de l’amplificateur, c’est-à-dire le rapport entre la tension de sortie et la tension d’entrée (vu/ve) comme vu = ve, on en déduit que le gain en tension est égal à 1 ; de même, les gains en courant et en puissance sont égaux à 1 (puisque iu = ie).

Supposons maintenant que l’on bascule rapidement et simultanément les inverseurs D1 et D2 de la position 1 à la position 2. On va s’apercevoir que le circuit "ne se soucie" nullement de cette commutation et qu’il continue à délivrer, par exemple sur le collecteur, le même signal qu’il fournissait lorsque les commutateurs étaient sur la position 1.

En effet, en regardant de plus près le schéma de la figure 2, on peut voir que le circuit de sortie est toujours fermé sur une résistance de même valeur, puisque en passant de la position 1 à la position 2, on remplace la résistance Re par la résistance d’entrée de l’étage qui a même valeur rappelons-le.

En ce qui concerne le circuit d’entrée, celui-ci est relié, non plus au générateur de signaux, mais à la sortie de l’étage. Etant donné que le signal à la sortie de l’étage était identique en amplitude et en phase à celui qui était présent à l’entrée, le transistor continue à être commandé encore par le même signal.

En d’autres termes, on peut dire que le transistor n’est pas capable de distinguer si le signal de commande lui parvient du générateur ou de son propre circuit de sortie et il ne se "soucie" donc pas si c’est le générateur qui le commande ou bien si c’est lui-même qui s’"auto-pilote".

Ainsi donc, on continue à obtenir un signal à la sortie de l’étage sans rien injecter à l’entrée.

La différence entre le circuit amplificateur et le circuit oscillateur réside dans l’adjonction d’un réseau de réaction qui sert à prélever une fraction du signal de sortie et à le reporter à l’entrée de l’étage de façon à ce qu’il puisse "s’auto-piloter", c’est-à-dire qu’il puisse se maintenir en oscillation.

Le réseau de réaction doit présenter deux propriétés fondamentales pour que le circuit amplificateur puisse se transformer en oscillateur.

Tout d’abord, il doit inverser la phase du signal présent sur le collecteur de l’étage de façon à pouvoir ramener sur la base de ce transistor un signal en phase avec celui qui était initialement fourni par le générateur. Ensuite, il doit réduire l’amplitude du signal présent sur le collecteur, de façon que l’on ait sur la base un signal de même amplitude que précédemment.

Dans le cas du schéma de la figure 2, le réseau de réaction est constitué par le secondaire S du transformateur accordé et par la résistance R4. Le premier a pour rôle d’inverser la phase et de réduire l’amplitude, la seconde a comme simple rôle la réduction de l’amplitude ; R4 a été choisie réglable de façon à pouvoir ramener le signal réinjecté sur la base parfaitement identique à celui qui était injecté auparavant par le générateur, c’est-à-dire de façon à ce que le gain soit égal à 1.

On peut remarquer tout de suite qu’obtenir la condition du gain égal exactement à 1 est difficilement réalisable en pratique, car l’élément variable (R4) devrait être continuellement retouché. En effet, il suffit de se rappeler que le gain du transistor dépend de la température ambiante, du point de fonctionnement, de l’amplitude du signal appliqué sur la base, et qu’il varie avec l’épuisement de la pile d’alimentation et le vieillissement même du transistor.

Voyons donc brièvement les deux cas qui peuvent se présenter en pratique, lorsque le gain n’est pas exactement égal à 1, mais un peu plus grand ou petit que 1.

Lorsque le gain est plus petit que 1 (ceci peut être obtenu facilement avec le montage de la figure 2 en augmentant légèrement la valeur de R4), le courant dans la résistance Re se réduit ainsi que la tension à ses bornes. Si l’inverseur est en position 1 le signal à la sortie est plus faible que celui qui est appliqué à l’entrée par le générateur.

Si l’on place maintenant l’inverseur en position 2, on voit que le signal ramené à l’entrée n’a plus la même amplitude. Comme le signal de sortie est plus petit que le signal à l’entrée (gain inférieur à 1) le signal ramené à l’entrée est encore plus faible ; le signal amplifié que l’on va recueillir à la sortie sera encore plus petit que celui à l’entrée et ainsi de suite.

On se rend compte, ainsi, que le signal va rapidement décroître et qu’il va s’annuler très vite.

Supposons au contraire que le gain est légèrement plus grand que 1 (ce que l’on peut réaliser facilement en réduisant un peu la valeur de R4, de façon à ce que le courant qui circule dans Re soit un peu plus grand et qu’ainsi la tension qui se développe aux bornes de Re soit elle aussi un peu plus grande). Si nous partons maintenant avec les inverseurs en position 1, nous obtiendrons à la sortie un signal un peu plus grand que celui de l’entrée. Si nous basculons les inverseurs en position 2, le signal ramené à l’entrée sera un peu plus grand que celui qui était appliqué auparavant, le signal à la sortie qui va en résulter sera encore un peu plus grand et ainsi de suite ; le signal de sortie va croître de plus en plus.

Théoriquement le signal devrait croître sans cesse et devenir infini. En réalité, il va être limité par la tension d’alimentation, les conditions de polarisation du transistor ainsi que le type du transistor utilisé, comme nous l’avons vu lors de l’étude des amplificateurs. Le signal commence à croître d’abord très rapidement puis de plus en plus lentement ; le transistor, commandé par un signal dont l’amplitude est de plus en plus grande, atteint d’une part la saturation et d’autre part l’interdiction.

A un moment donné donc, le signal de sortie n’augmente plus autant que le signal à l’entrée. Le signal d’entrée continue à augmenter jusqu’à ce qu’on atteigne le point où le gain est égal à 1. Au-delà de ce point, le signal d’entrée ne peut plus augmenter, puisque le gain deviendrait inférieur à 1.

En conclusion, quand le gain de l’étage est plus petit que 1 (signal à la sortie plus petit que celui à l’entrée), le circuit ne peut se "maintenir en oscillation" et les oscillations s’amortissent très rapidement : le circuit se comporte comme un simple amplificateur en ce sens qu’il ne peut y avoir de signal à la sortie que si l’on applique à l’entrée un signal délivré par le générateur.

Quand le gain est plus grand que 1 (signal à la sortie plus grand que celui à l’entrée) non seulement le circuit se maintient en oscillation, mais encore le gain se règle automatiquement à 1, condition nécessaire pour que l’amplitude des oscillations reste constante.

Par rapport au circuit idéal de la figure 2 réglé pour avoir un gain de 1, le circuit réel, avec le gain supérieur à 1, présente un autre avantage. Comme nous l’avons vu, quand le gain est réglé exactement à 1, le circuit ne peut se maintenir en oscillation qu’après que l’on ait basculé l’inverseur de la position 1 à la position 2 et que l’on ait injecté avant un signal provenant d’un générateur. Cette manœuvre n’est absolument pas pratique et doit être répétée toutes les fois que l’on veut amorcer les oscillations.

Au contraire, quand le gain est supérieur à 1, le circuit peut "s’amorcer" par lui-même. Il suffit en effet qu’un signal quelconque se trouve sur la base du transistor pour se trouver immédiatement amplifié, puis reporté à l’entrée, réamplifié à nouveau, et ainsi de suite, jusqu’à ce que les conditions vues précédemment se trouvent vérifiées et que le circuit se maintienne en oscillation.

On n’a pas besoin non plus que le signal "amorcé" sur la base soit à la même fréquence que celle sur laquelle est accordé le circuit résonnant du collecteur : il suffit d’un signal quelconque et d’amplitude aussi faible que l’on veut. En effet, il suffit qu’il soit amplifié successivement : le circuit du collecteur, de par sa propriété sélective, va le rendre de plus en plus sinusoïdal au fur et à mesure que son amplitude va augmenter.

D’autre part, dans un circuit dont le gain est supérieur à 1, il n’est donc pas nécessaire de disposer d’un générateur et de deux inverseurs pour "amorcer" les oscillations. Il suffit de laisser en permanence la sortie reliée à l’entrée par l’intermédiaire du réseau de réaction ; dès que l’on alimente le circuit, les oscillations se produisent spontanément.

Le faible signa initial nécessaire à l’accrochage des oscillations existe toujours en pratique, comme par exemple le courant qui commence à traverser la liaison de base quand on branche l’alimentation.

En conclusion, nous dirons qu’un oscillateur n’est autre qu’un amplificateur dont la sortie est reliée à l’entrée par l’intermédiaire d’un réseau de réaction opportun de façon que le gain de l’étage (le réseau de réaction compris) soit un peu plus grand que 1. La fréquence des oscillations produites sera déterminée par la résonance du circuit de collecteur, lorsqu’il s’agira d’un amplificateur sélectif du type de la figure 2, ou bien par les caractéristiques du réseau de réaction quand (nous le verrons plus tard) l’amplificateur est du type apériodique.

2 – 1 OSCILLATEURS LC

Les oscillateurs LC sont obtenus en partant d’un amplificateur sélectif dont la charge est accordée et constituée par une self L et une capacité C. Des valeurs de L et de C dépend la fréquence des oscillations qui, en première approximation, est donnée par la formule :

f = 159/√(L x C)

où f sera en Hz,kHz ou MHz si L et C sont exprimées respectivement en H et µF ou en mH et nF (kpF) ou µH et pF.

La valeur de C comprend non seulement la capacité du condensateur placée en parallèle sur l’inductance, mais aussi les différentes capacités parasites du transistor et du câblage qui viennent se mettre en parallèle sur L, exactement de la même façon que vu précédemment à propos des amplificateurs accordés.

En choisissant convenablement les valeurs de L et de C, on pourra réaliser des oscillateurs soit BF, soit HF. Dans le premier cas, les valeurs de L et de S seront élevées ; la self sera bobinée sur un noyau en fer ou en ferrite. Dans le second cas, la self sera bobinée sur un mandrin isolant comprenant un noyau de ferrite pour le réglage, tout comme dans le cas des transformateurs FI étudiés dans les leçons précédentes.

Comme le fonctionnement est identique dans tous les cas (BF ou HF) les schémas seront semblables).

Je vous ai représenté en figure 3, la version pratique du schéma de la figure 2. Comme vous pouvez le voir, il s’agit toujours d’un oscillateur à transistor fonctionnant en émetteur à la masse. Les résistances R2, R3 et R4 servent à la polarisation et à la stabilisation thermique du transistor. Le circuit résonnant qui détermine la fréquence des oscillations est placé dans le collecteur et le circuit de réaction est constitué par le secondaire L1, bobiné directement sur l’enroulement L, et branché directement dans le circuit de base. Les condensateurs C3 et C4 offrent un passage facile à la composante alternative des courants de base et d’émetteur qui sinon devrait traverser les résistances R3 et R4.

L’enroulement de réaction a un nombre de spire beaucoup plus faible que celui de l’inductance L ; le nombre exact de spires de L1 dépend du type du transistor utilisé, du point de fonctionnement choisi et de la fréquence de fonctionnement.

Lorsque l’oscillateur est du type HF et à fréquence variable, on utilise en général un condensateur variable et le nombre de spires de L1 est déterminé expérimentalement de façon à obtenir un fonctionnement correct dans toute la gamme.

Quand le transistor fonctionne en montage base à la masse, le schéma de l’oscillateur est du type de la figure 4 ; un tel montage est souvent employé dans les oscillateurs changeurs de fréquence des récepteurs radio.

Le circuit de collecteur est couplé au circuit résonnant LC à travers l’enroulement primaire L1. De cette manière on obtient le même résultat qu’avec la prise intermédiaire sur les transformateurs FI, c’est-à-dire qu’on peut réduire la valeur de la capacité C (comme déjà vu dans la précédente leçon), ce qui est d’une très grande importance surtout lorsqu’il s’agit d’utiliser un condensateur variable qui peut alors être de faible valeur et de petites dimensions.

Le circuit de réaction est constitué par le secondaire L2 qui ramène un signal convenable en amplitude et en phase dans le circuit de l’émetteur au lieu que ce soit dans le circuit de la base comme c’était le cas dans la figure 3. Les résistances R2, R3, R4 et le condensateur C4 jouent le même rôle que dans le schéma de la figure 3. L’ordre de grandeur des valeurs des composants est donné en figure 4 (le transistor utilisé comme oscillateur est un SFT 308) Si on utilise un condensateur variable de 6pF 110pF, l’enroulement L comportera 43 spires, L1-8 spires et L2-2 spires. Ces enroulements sont bobinés sur un mandrin de 12 mm ; le fil est un fil de "litz" constitué de 32 conducteurs de 4/100mm.

On peut s’arranger, dans le circuit de la figure 4, de façon à avoir la base du transistor "libre" c’est-à-dire de manière qu’aucune tension alternative n’y soit présente ; la seule tension présente est alors la composante continue de polarisation. Ceci peut être intéressant dans le cas où l’on doit appliquer un autre signal au transistor, lorsque ce dernier fonctionne en changeur de fréquence.

Un autre avantage du montage oscillateur en base commune est de pouvoir obtenir des fréquences beaucoup plus élevées. En effet, il suffit de se rappeler qu’au fond le transistor travaille toujours comme un amplificateur et que la fréquence de coupure est beaucoup plus élevée en montage base commune qu’en émetteur à la masse.

Un autre type d’oscillateur LC appelé Hartley, est représenté en figure 5. La particularité de ce circuit réside dans la manière d’obtenir la réaction.

Comme vous pouvez le voir d’après le schéma, l’inductance du circuit résonnant comporte une prise intermédiaire reliée à la pile d’alimentation.

L’inductance L se trouve ainsi partagée en deux sections : LA qui constitue le circuit du collecteur et LB celui de la réaction.

On peut en effet considérer LA et LB comme le primaire et le secondaire d’un transformateur ; aux bornes de LB on obtient une tension en opposition de phase avec celle qui se développe aux bornes de LA.

On peut aussi faire un raisonnement différent. Considérons la tension totale qui constitue le signal HF présent aux bornes AB du circuit résonnant de la figure 5 ; pendant l’alternance positive du signal, supposons que le point A est positif de 10 V par rapport au point B.

Supposons encore pour simplifier que la prise intermédiaire se trouve exactement au milieu de l’enroulement c’est-à-dire que le nombre de spires de l’enroulement LA est le même que celui de LB. Nous dirons alors que, pendant l’alternance positive, le point A se trouve à un potentiel positif de 5 V par rapport à la prise centrale et qu’à son tour, cette prise se trouve à un potentiel positif de 5 V par rapport au point B (le point A se trouve bien à un potentiel positif de : 5 + 5 = 10 V par rapport au point B.

Mais dire que la prise centrale se trouve à un potentiel positif de 5 V par rapport au point B revient à dire que le point B se trouve à un potentiel négatif de 5 V par rapport à la prise intermédiaire. La prise centrale se trouve d’autre part au potentiel de la masse (en effet elle est reliée à la masse par l’intermédiaire de la pile et cette dernière se comporte pour la composante alternative comme un court-circuit).

Nous en conclurons donc que le point A se trouve à un potentiel positif de 5 V par rapport à la masse tandis que le point B se trouve à un potentiel négatif de 5 V par rapport à cette même masse.

Ainsi, en reliant à la masse la prise centrale de L, les points A et B se trouvent constamment à des potentiels de sens opposé (en opposition de phase). On peut donc prélever à partir du point B le signal requis par la réaction.

Le signal de réaction prélevé du point B est ramené sur la base par l’intermédiaire du condensateur C2 : on évite ainsi qu’il ne soit atténué par la présence de R2. Cette résistance (R2) sert en effet à polariser la base et le courant de polarisation est prélevé au travers de l’enroulement de réaction LB.

Un autre oscillateur, semblable au précédent, est appelé COLPITTS (du nom de son inventeur). Le principe de fonctionnement est identique en ce sens que l’on crée encore une prise intermédiaire sur le circuit résonnant pour prélever le signal de réaction.

La différence par rapport à l’oscillateur Hartley est la suivante : la prise intermédiaire est obtenue en divisant le condensateur d’accord du circuit résonnant en deux condensateurs en série CA et CB ; le point de jonction est directement mis à la masse (figure 6).

Comme il n’y a plus de prise intermédiaire sur l’inductance pour alimenter l’oscillateur, il faut maintenant l’alimenter par le point M. Mais comme au point B, on trouve le signal de réaction, il est nécessaire maintenant de l’alimenter à travers la self L1 de forte valeur (self de blocage) dont le rôle est d’empêcher que le signal de réaction ne soit court-circuité vers la masse à travers la pile d’alimentation. On appelle encore L1 "bobine d’arrêt".

La capacité d’accord C est maintenant :

C = (CA x CB)/(CA + CB )

Les oscillateurs Hartley et Colpitts présentés en figure 5 et 6 sont réalisés en montage émetteur à la masse. Ils peuvent aussi être réalisés en montage base à la masse en transposant les schémas.

De la position de la prise intermédiaire sur la bobine L (figure 5) et du choix des valeurs de CA et CB (figure 6) dépend l’amplitude du signal de réaction qui doit être d’une part suffisante pour amorcer les oscillations mais aussi d’autre part, "raisonnable" pour ne pas distordre les oscillations produites. La position "optimum" de la prise et les valeurs "correctes" des condensateurs sont en général déterminées expérimentalement.

2 – 2 OSCILLATEURS RC

Les oscillateurs dérivent en général d’un amplificateur de type apériodique (c’est-à-dire dont la charge est constituée par une simple résistance) à un ou plusieurs étages, et dont la sortie et l’entrée sont reliées au travers d’un réseau ne contenant que des résistances et des capacités. La fréquence des oscillations produites est déterminée, non pas par la fréquence de résonance d’un circuit résonnant, mais par les caractéristiques de ce réseau de réaction.

Illustrons tout ceci en examinant un type d’oscillateur RC très simple constitué par un seul transistor. Nous partirons donc d’un amplificateur normal à charge résistive et utiliserons un réseau de réaction qui effectuera l’inversion de phase.

Le schéma d’un tel type d’oscillateur est donné en figure 7. Vous y distinguez nettement l’amplificateur apériodique et le réseau de réaction.

L’amplificateur apériodique est constitué par le transistor polarisé à l’aide des résistances R2, R3 et R4 et par la charge RC.

Le condensateur C4 a comme simple rôle de supprimer la contre-réaction en alternatif dûe à la résistance R4 (ce qui ferait diminuer le gain). La charge étant purement résistive (RC), l’étage peut amplifier une large bande passante. Il n’est pas apte par contre à déterminer la fréquence de l’oscillation car il n’a pas de fréquence caractéristique propre, comme c’était le cas avant avec l’amplificateur sélectif.

Le réseau de réaction est constitué de trois cellules RC placées les unes derrière les autres entre le collecteur et la base (marquées I, II et II sur la figure 7.

Les trois condensateurs C ont la même valeur, ainsi d’ailleurs que les trois résistances R. A noter toutefois que la résistance R de la troisième cellule est composée en partie de la résistance Re de l’étage en série avec la résistance R’ dont la valeur sera obligatoirement :

R – Re. Ainsi par exemple si l’on prend R = 10kΩ et que la résistance Re d’entrée de l’étage est 1kΩ, la résistance de la troisième cellule sera égale à : 10 – 1 = 9kΩ

Un tel réseau a la propriété (à cause de la présence des condensateurs), de déphaser le courant alternatif qui le traverse. Ainsi le courant de sortie du réseau (c’est-à-dire le courant de commande de l’étage) est en opposition de phase par rapport au courant d’entrée du réseau (c’est-à-dire le courant alternatif de collecteur). C’est pour cette raison que l’oscillateur de la figure 7 prend aussi le nom "d’oscillateur RC à déphasage". Le déphasage introduit par la cellule de réaction dépend des valeurs de R et de C.

Ayant fixé les valeurs de R et C, on démontre qu’il n’existe qu’une seule valeur de fréquence pour laquelle le courant de sortie de la cellule est exactement en opposition de phase par rapport à celui d’entrée. Ce sera donc la fréquence d’oscillation.

La fréquence est donnée par la formule : f = 65/(R x C)

où la fréquence est exprimée en kHz si la résistance est en kΩ et la capacité en nF. Ainsi par exemple, si R = 10kΩ et la capacité = 5nF (= 5.000pF) la fréquence d’oscillation sera

f = 65/(10 x 5) = 65/50 = 1,3kHz

Cette valeur de la fréquence d’oscillation est théorique et peut différer sensiblement de la fréquence obtenue en pratique ; ceci est surtout dû au déphasage introduit par le transistor lui-même, qui est d’autant plus sensible que le transistor fonctionne plus près de sa fréquence de coupure.

En examinant le schéma de la figure 7, on pourra remarquer comment le courant ic (c’est-à-dire la composante alternative du courant du collecteur ou en d’autres termes, le courant du signal de sortie du transistor) se partage en un courant i1 qui traverse RC et un courant i2 qui constitue le courant d’entrée de la cellule de réaction.

A son tour le courant i2 se partage en i3 et i4 qui lui-même se partage en i5 et i6. Le dernier enfin se partage en i7 et iB. A cause même de cette division, le courant qui atteint la base est notablement réduit par rapport à celui du collecteur.

La théorie annonce, que dans le meilleur des cas, le courant iB ne peut être au maximum que le trentième du courant iC.

Ceci signifie donc, que pour que le circuit puisse osciller, il faut que le courant iC soit au moins trente fois plus grand que iB, ce qui équivaut à dire que le transistor doit avoir un coefficient d’amplification en courant d’au moins 30.

Le circuit de la figure 7 ne peut donc être utilisé en pratique que seulement avec des transistors dont le β est supérieur à 30.

De ce qui vient d’être dit, il résulte que le circuit de la figure 7 ne pourra être réalisé en montage base à la masse, car dans ce cas le coefficient d’amplification en courant est toujours inférieur à 1, et le courant de sortie du transistor est toujours inférieur à celui de commande ; aucun transistor ne peut satisfaire les conditions vues précédemment.

Le schéma de la figure 8 dérive directement de celui de la figure 7 en permutant capacités et résistances dans la cellule de réaction.

On aura donc trois résistances R d’égale valeur montées en série et trois condensateurs reliés vers la masse. Les rectangles en pointillés indiquent les trois cellules.

Vous noterez encore que la première résistance sert en même temps de résistance de charge collecteur. Le condensateur C1 joue seulement un rôle de liaison, et évite que la composante continue du courant de collecteur n’atteigne la base. La résistance R1 a comme seul rôle d’éviter que la faible valeur de la résistance d’entrée Re de l’étage ne perturbe le fonctionnement du réseau de réaction.

A part ces remarques, le fonctionnement du schéma de la figure 8 est identique à celui du schéma de la figure 7. La formule pour déterminer la fréquence d’oscillation avec les mêmes limitations qu’énoncées précédemment est la suivante :

f = 390/(R x C)

où f est encore exprimée en kHz si R est donné enkΩ et C en nF.

En reprenant l’exemple de la figure 7, où R = 10.000Ω = 10kΩ et C = 5.000pF = 5nF, la fréquence est maintenant :

f = 390/(R x C) = 390/(10 x 5) = 390/50 = 7,8kHz = 7.800Hz

On voit tout de suite que la fréquence avec cette disposition des éléments est six fois plus élevée que précédemment (7,8 = 6 x 1,3kHz).

Par rapport au schéma de la figure 7, le schéma de la figure 8 a l’avantage de délivrer un signal plus sinusoïdal et d’être mieux adapté dans le cas où l’on désire réaliser un oscillateur à fréquence variable. En effet, dans ce schéma, les trois condensateurs de la cellule de réaction ont une connexion commune reliée à la masse ce qui permet d’utiliser un condensateur variable à trois cages du type classique et où les armatures mobiles des trois sections sont commandées par un axe unique et reliées électriquement entr’elles (figure 8).

3 – STABILITÉ EN FRÉQUENCE ET EN AMPLITUDE

On appelle stabilité en fréquence d’un oscillateur, son aptitude à délivrer un signal dont la fréquence reste constante pendant son fonctionnement. La stabilité en fréquence dépend de la stabilité de tous les composants qui interviennent dans la détermination de la fréquence, c’est-à-dire stabilité des valeurs de l’inductance et de la capacité dans les circuits LC et stabilité des valeurs des résistances et des capacités dans les circuits RC.

Dans tous les cas, interviennent aussi (plus ou moins) les caractéristiques des transistors. La stabilité en fréquence dépend donc aussi de ces dernières.

Tandis que sur les valeurs de l’inductance, des capacités et des résistances, la température joue un rôle plus ou moins évident et sensible, cette dernière a une influence décisive sur les transistors. Le vieillissement des composants a aussi son mot à dire. Par contre, la variation des tensions d’alimentation joue un rôle déterminant sur la stabilité de la fréquence à cause des variations qu’elle entraine dans les paramètres des transistors.

Pour obtenir une bonne stabilité en fréquence, il faut en premier lieu faire en sorte qu’elle dépende le moins possible des transistors.

Il faut se rappeler en effet que le transistor intervient dans la détermination de la fréquence grâce au déphasage qu’il introduit ; il faut noter aussi que le signal sur le collecteur n’est jamais en parfaite opposition de phase avec celui qui existe sur la base et ceci d’autant moins que la fréquence d’oscillation se rapproche plus de la fréquence de coupure du transistor.

Ainsi, pendant le fonctionnement, le déphasage introduit par le transistor augmente ou diminue entrainant une variation de la fréquence. Comme ce déphasage s’ajoute à celui introduit par la cellule de réaction, il est évident que l’influence du transistor se manifeste plus dans le cas des oscillateurs RC que dans celui des oscillateurs LC.

En effet, comme nous l’avons vu, la fréquence d’oscillation des premiers est donnée par le réseau de réaction. Ainsi si l’on désire que la fréquence soit stable, il faut faire en sorte qu’une variation en sens contraire se produise de façon à maintenir constante la fréquence du signal.

Dans le cas des oscillateurs LC, au contraire, la fréquence est déterminée par la résonance du circuit accordé, qui dépend presque exclusivement des valeurs de L et de C et se ressent donc peu des déphasages introduits par le transistor.

De tout ce qui vient d’être dit, il ressort que les oscillateurs LC sont beaucoup plus stables que ceux en RC. D’autre part, pour réduire l’influence du transistor sur la fréquence d’oscillation il faut que ce dernier ne travaille pas trop près de sa fréquence de coupure et que ses paramètres restent aussi constants que possible. Pour cela, il faut le stabiliser en température et en tension d’alimentation.

En ce qui concerne les circuits LC, il faut encore ajouter que la fréquence sera d’autant plus stable que le facteur de qualité Q du circuit résonnant sera plus élevé.

On appelle stabilité en amplitude d’un oscillateur son aptitude à maintenir constante l’amplitude des oscillations produites, qui ne dépend que très peu des composants et presque exclusivement du gain du transistor.

Pour obtenir une bonne stabilité en amplitude, il faut stabiliser le plus possible le gain du transistor, ce que l’on obtient encore en stabilisant la température et les tensions d’alimentation et en utilisant des réseaux de contre-réaction qui ont la propriété comme nous le verrons ultérieurement de stabiliser le gain.

Il faut encore remarquer que l’amplitude des oscillations croît jusqu’à saturer l’étage. Ainsi plus l’étage est saturé, plus l’amplitude des oscillations est stable ; par contre le signal est alors distordu et est très loin de sa forme sinusoïdale.

Comme la saturation de l’étage dépend de l’amplitude du signal ramené à l’entrée, il est évident que l’on peut trouver un compromis entre une bonne stabilité en amplitude et une forme sinusoïdale correcte en agissant, soit sur l’amplitude du signal de réaction, soit sur le gain de l’étage. La stabilité en amplitude dépend donc en grande partie comme nous l’avons prévu de la cellule de réaction.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 25ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Qu’appelle-t-on un oscillateur ?

2 –Quelle différence y a-t-il entre un oscillateur BF et un HF ?

3 – Quand dit-on qu’un oscillateur est LC et quand est-il RC ?

4 – Qu’appelle-t-on cellule (ou réseau) de réaction ?

5 – Quelles sont les propriétés d’un réseau à réaction ?

6 – Quelles sont les possibilités d’un étage dont le gain est supérieur à 1 ?

7 – Quel est l’avantage d’un oscillateur LC en montage base à la masse par rapport à celui en montage en émetteur commun ?

8 – Quelle est la différence principale entre un oscillateur Hartley et un Colpitts ?

9 – Pourquoi un oscillateur RC à déphasage ne peut fonctionner en base à la masse ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 24ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Le coefficient Qo est donné par :

Qo = Xo/Rf = 300/5 = 60

2 – Rp = Qo2 x Rf = (60)2 x 5 = 18.000Ω = 18kΩ

3 – On sait que Xo = Lωo et que Qo = (Lωo)/Rf (= Xo/Rf )

D’où :

Rp = Qo2 x Rf = (Lωo/Rf)2 x Rf

= (L2 ωo2)/(Rf2) x Rf = (L2ωo2)/Rf

4 – Calculons tout d’abord ωo

ωo = 2πfo = 2 x 3,14 x 300Hz = 1884

o)2 = (1884)2 = 3.550.000 environ

D’où Rp = (L2 ωo2 )/Rf = (4 x 3.550.000)/100 = 142.000Ω = 142kΩ

5 – L’"effet pelliculaire" ou "effet de peau" est le phénomène dans lequel la résistance d’un conducteur augmente lorsque la fréquence du courant qui la traverse croît.

6 – Un fil dit de "litz" est un conducteur formé de plusieurs fils de faible section, torsadés entr’eux et isolés. Il est avantageux par rapport à un conducteur unique de section égale pour la résistance plus faible qu’il offre aux courants de fréquences élevées.

7 – Dans un transformateur où le primaire seul est accordé, le secondaire est bobiné directement sur le primaire. Dans le cas, où primaire et secondaire sont simultanément accordés, les deux enroulements sont bobinés séparés et à une certaine distance entr’eux.

8 – Par couplage critique, on indique que l’on atteint à la fréquence de résonance, la tension maximum possible.

9 – Lorsque le couplage est supérieur au couplage critique, la courbe de réponse présente un creux à la fréquence de résonance du primaire et du secondaire.

Fin de la leçon 25


LECON 26

1 – RÉCEPTEURS RADIO A TRANSISTORS

Nous avons étudié jusqu’à maintenant la physique des semi-conducteurs, puis le fonctionnement des transistors. Nous avons examiné aussi les amplificateurs en général : BF, préamplificateurs en tension et amplificateurs en puissance. Ensuite, nous avons vu les amplificateurs HF et les circuits oscillateurs. Nous avons ainsi réuni tous les éléments nécessaires pour commencer l’étude des récepteurs radio à transistors ; il suffit, en effet, de réunir pour ainsi dire tous les circuits élémentaires déjà étudiés pour réaliser un circuit plus complexe comme celui d’un récepteur.

Pour cela, il convient tout d’abord d’examiner la composition d’un récepteur à l’aide d’un schéma-bloc. Ainsi, les différentes parties du récepteur sont indiquées par convention, par un simple rectangle dans lequel est inscrite la fonction spécifique de l’étage.

En général, chaque rectangle représente un étage comprenant un seul transistor. Quelquefois cependant, le rectangle pourra englober deux transistors (comme par exemple dans le cas où l’étage de sortie est un push-pull) ou bien une diode (comme dans le cas d’un détecteur) ou bien ni transistor ni diode (quand il représentera un montage particulier ne comportant aucun semi-conducteur mais restant toutefois d’importance assez fondamentale pour être mis en évidence : par exemple le réglage du volume ou le contrôle de tonalité).

Un récepteur en modulation d’amplitude (AM) peut ainsi être représenté par le schéma-bloc de la figure 1. En suivant le signal de l’antenne vers le haut-parleur, nous rencontrerons les étages suivants.

Le signal est capté par l’antenne et amplifié par l’étage HF qui sera donc du type sélectif à fréquence d’accord variable et pouvant être accordé sur la fréquence du signal que l’on désire recevoir.

On trouve ensuite l’étage mélangeur qui avec l’oscillateur constitue le changeur de fréquence dont le rôle est, comme son nom l’indique, de changer la fréquence du signal en une fréquence de valeur fixe qui est en général de 480kHz (ou 455kHz ou 467kHz selon les constructeurs). Cette fréquence fixe est appelée fréquence intermédiaire.

De cette manière quelle que soit la fréquence du signal reçu, le signal à la sortie du mélangeur aura toujours pour valeur 467kHz et pourra ainsi être énergiquement amplifié par les étages FI qui travaillant à fréquence fixe présentent de notables avantages par rapport à ceux qui fonctionnent à fréquence variable, tant du point de vue des caractéristiques électriques, que du point de vue de la réalisation et du prix de revient.

En effet, si l’on ne fait pas de changement de fréquence, tous les étages qui précèdent le détecteur doivent être accordés sur la fréquence du signal reçu de façon à pouvoir présenter les caractéristiques de sélectivité indispensable à la séparation de l’émetteur reçu parmi tous les autres.

Le circuit d’entrée du premier étage et tous les transformateurs de liaison placés entr’étages devront être du type à accord variable et réalisés par des inductances ou des condensateurs variables.

Ainsi, dans le cas de l’accord par condensateurs variables, des complications mécaniques apparaissent ; le condensateur variable devra être composé de plusieurs cages : autant de cages qu’il a d’étages, plus un pour le circuit d’entrée du premier étage. Si l’on voulait utiliser des transformateurs à primaire et secondaire accordés, le nombre de cages serait doublé.

La complication mécanique est encore plus grande, s’il s’agit d’accorder les circuits par des inductances variables, car il faut alors déplacer simultanément tous les noyaux des inductances. Cette complication devient infernale, si le récepteur comporte plusieurs gammes d’ondes car il faut alors prévoir la commutation de tous les transformateurs pour chaque gamme.

Les inconvénients de caractère électrique deviennent pratiquement insolubles si l’on désire que l’amplification reste constante dans toute une gamme. Ainsi, la sélectivité ne peut rester constante. Il en résulterait que le récepteur serait plus sensible sur certaines fréquences et sa capacité de sélection, c’est-à-dire sa capacité à séparer un émetteur parmi les autres, serait différente d’un point à l’autre de l’échelle.

Si on choisit au contraire la solution du changeur de fréquence, les difficultés se trouvent réduites (à part le circuit d’entrée et la liaison entre l’amplificateur HF et l’étage mélangeur). En effet, tous les autres étages sont à fréquence fixe, c’est-à-dire qu’ils ne nécessitent pas d’une part des systèmes d’accord compliqués et que d’autre part, ce qui est très intéressant, ils présentent des caractéristiques d’amplification et de sélectivité constantes pour les différentes fréquences reçues.

L’inconvénient est l’utilisation d’un changeur de fréquence ce qui nécessite un oscillateur à fréquence variable.

En effet, dans le changement de fréquence, le signal FI naît du battement entre le signal reçu et le signal de l’oscillateur, battement qui se produit dans l’étage mélangeur. Pour que le signal FI soit égal à 480kHz (par exemple), il faut que la fréquence de l’oscillateur diffère de celle du signal reçu de 480kHz exactement.

Dans le cas de la figure 1, la commande d’accord devra agir sur la fréquence d’accord du circuit d’entrée, du circuit de liaison entre l’étage HF et l’étage mélangeur et aussi sur la fréquence de l’oscillateur. On pourra donc utiliser par exemple un condensateur variable à trois cages et à commande unique.

Le signal amplifié par les étages FI est appliqué, comme on peut le voir à la figure 1, à l’étage détecteur, constitué en général par une simple diode quand il s’agit de détecter une onde modulée en amplitude.

Le détecteur délivre à sa sortie deux signaux distincts : un constitué par une tension alternative dont l’allure reproduit fidèlement celui de la modulation du signal reçu et représente le véritable signal basse-fréquence ; l’autre constitué par une tension continue d’amplitude d’autant plus grande que le signal reçu est plus intense, c’est-à-dire qu’il est proportionnel à l’intensité du signal HF capté.

Le signal BF est envoyé à un potentiomètre de volume qui règle l’amplitude du son qui sera émis par le HP. Ensuite ce signal basse fréquence est appliqué au premier étage BF.

Ce signal pourra ensuite être amplifié par un second étage BF qui délivrera un signal d’amplitude convenable pour piloter l’étage final de puissance, qui à son tour fournira la puissance nécessaire pour actionner le haut-parleur.

La liaison entre le premier et le second étage BF est normalement du type à résistance-capacité, tandis qu’entre le second étage et l’étage final, on trouve presque toujours un transformateur. L’étage final à son tour, peut-être du type à un seul transistor en classe A, ou à deux transistors push-pull en classe B.

Entre le second étage BF et le final, peut être placé un contrôle de tonalité comme indiqué sur la figure 1, dont le rôle est de contrôler la fréquence de coupure supérieure de l’amplificateur BF avec comme résultat d’atténuer plus ou moins les fréquences élevées. Dans certains cas, le réglage peut aussi se faire sur les fréquences basses par atténuation ou par expansion.

Le second signal délivré par le détecteur (c’est-à-dire la tension continue d’amplitude proportionnelle à l’intensité du signal reçu) est ramené vers les étages HF et première FI (figure 1). On réalise de cette façon un dispositif appelé réglage automatique de sensibilité (RAS) qui rend le récepteur d’autant moins sensible que le signal reçu est plus intense.

De cette façon, les signaux faibles sont amplifiés plus que les signaux forts. Ainsi, on applique au détecteur des signaux qui ont presque tous la même amplitude et on évite aussi de saturer les étages FI par des signaux forts qui auraient, sans cela, une trop forte amplitude. Avec ce RAS, on obtient une amplitude du signal BF à la sortie du détecteur quasiment constante.

Je vous ai représenté à la figure 2, un schéma-bloc d’un récepteur portable réduit au minimum de composants indispensables.

On a supprimé, dans ce schéma, l’amplificateur HF. Le changeur de fréquence est réalisé par un seul transistor, qui fonctionne simultanément en oscillateur et en mélangeur. Un seul préamplificateur BF est prévu. Le réglage de tonalité est supprimé et le RAS agit seulement sur le premier étage FI.

Nous allons examiner maintenant la constitution des circuits représentés dans le schéma-bloc.

2 – CIRCUIT D’ENTRÉE ET AMPLIFICATEUR HF

L’amplificateur HF, lorsqu’il existe (figure 1), est du type sélectif avec les circuits d’entrée et de sortie accordés sur la fréquence du signal que l’on reçoit.

Son schéma sera analogue à ceux que nous avons vus avec les amplificateurs sélectifs : le transistor travaillera normalement en montage émetteur à la masse et sera du type adapté pour les gammes de fréquences que nous désirons recevoir, c’est-à-dire que sa fréquence de coupure fβ devra être supérieure à la fréquence maximum à recevoir.

Dans le cas de la réception des petites ondes, on prendra un transistor de fréquence de coupure fβ un peu supérieur à 1,5MHz ; au contraire pour la réception des ondes courtes, fβ devra être supérieur à 15 ou 20MHz.

Le schéma type de l’amplificateur sélectif peut être comme celui qui est représenté en figure 3. Comme à l’habitude les résistances R2, R3 et R4 ainsi que les condensateurs C3 et C4 servent pour le circuit de polarisation et la stabilisation thermique.

Le point de fonctionnement est choisi pour obtenir à la sortie un gain aussi élevé que possible. Les signaux présents dans le premier étage d’un récepteur sont toujours très faibles et il n’y a aucun danger de saturation.

Le point de fonctionnement est choisi en fonction du bruit de fond produit par le transistor même. En effet, le courant de collecteur d’un transistor quelconque n’est pas parfaitement constant dans le temps, mais subit continuellement des variations produites par la variation d’un instant. à l’autre du nombre de porteurs présents dans le semi-conducteur.

Les variations sont extrêmement faibles et aucun milliampèremètre placé dans le collecteur ne pourra les révéler. La valeur qu’indiquera le milliampèremètre est la valeur moyenne du courant collecteur, qui en réalité subit continuellement des accroissements et des diminutions autour de cette valeur, tout comme si on appliquait à la base un véritable signal.

Les petites variations du courant de collecteur du premier transistor sont transmises au transistor suivant et ainsi de suite. Amplifiés par tous les étages qui composent le récepteur, elles se traduisent dans le haut-parleur par un bruit de fond caractéristique qui ressemble à un souffle superposé à la musique et à la parole.

Il est évident que le souffle perçu dans le haut-parleur est dû presque exclusivement au premier transistor, parce que ce bruit de fond est amplifié par tous les étages successifs, tandis que le bruit de fond produit par les autres transistors est moins important car il est amplifié par moins d’étages.

Pour réduire le souffle, qui se fait particulièrement sentir lors de la réception de stations lointaines (plus le signal reçu est faible et plus le bruit de fond devient gênant), il faut soigner tout particulièrement l’établissement du projet du premier étage.

Comme d’autre part le bruit de fond produit par un transistor est plus ou moins fort selon la valeur du courant de collecteur, il est clair qu’il faut faire travailler le transistor avec un courant de collecteur bien déterminé pour lequel le souffle est minimum.

Cette valeur du courant de collecteur est en général de l’ordre de 1 mA pour les transistors HF.

Le transformateur de liaison entre TR1 et TR2 est constitué par le primaire L3 et le secondaire L5 et est très semblable aux transformateurs FI avec la seule différence qu’il est à fréquence variable au lieu de fixe. Ici encore, pour pouvoir utiliser un condensateur variable de capacité pas trop élevée, CV2 n’est pas placé directement aux bornes de L3, mais sur un prolongement de celle-ci, de la même manière que sur les transformateurs FI.

Par contre sur la figure 3, au lieu de prolonger L3, on fait un troisième enroulement L4 dont le nombre de spires est supérieur à celui de L3. ; de cette manière on a l’avantage d’avoir L4 complètement isolé de L3 et de pouvoir brancher directement à la masse l’armature de CV2. Ceci est très commode, car CV2 forme avec CV1 et CV3, un condensateur variable à trois cages, dont toutes les armatures mobiles sont réunies entr’elles, électriquement et mécaniquement et, d’autre part, il faut qu’elles soient toutes réunies à la masse.

Les enroulements du transformateur HF (comme ceux d’ailleurs des transformateurs FI) sont bobinés sur un même noyau en matériau ferromagnétique pour hautes fréquences et réglables en général pour pouvoir accorder le circuit sur la fréquence exacte. Le transformateur est enfermé dans un boitier métallique relié à la masse (il est représenté par les traits en pointillés sur la figure 3) ce qui évite des couplages capacitifs parasites avec d’autres circuits.

Dans les récepteurs petites ondes et grandes ondes (gammes comprises respectivement entre 500kHz et 1500kHz et entre 150kHz et 300kHz environ) le circuit résonnant du premier étage fonctionne aussi comme une antenne, en ce sens qu’il capte directement les ondes radio sans être relié à une antenne extérieure.

On réalise ainsi les antennes dites "ferrite" du fait que l’inductance du circuit résonnant est bobinée sur un bâtonnet de ferrite dont les dimensions sont celles d’un crayon ordinaire.

Le ferrite est un matériau du type céramique constitué par des oxydes et des carbonates de fer et de manganèse ; il présente des propriétés magnétiques élevées mais, comme la céramique, il n’est pas conducteur du courant électrique. Ainsi ses propriétés restent inaltérées même aux fréquences élevées de l’ordre de quelques MHz et plus.

Si un barreau de ferrite est placé dans un champ électromagnétique, comme celui qui est rayonné dans l’espace par une antenne d’émission, de par ses propriétés de perméabilité magnétique élevée il va présenter une très faible réluctance (résistance) aux lignes de flux de la composante magnétique du champ électromagnétique : ces lignes de flux se concentrent donc à l’intérieur du barreau (figure 4a).

La présence du barreau ferrite a pour effet de "condenser" les lignes de flux et de faire en sorte qu’un nombre plus grand de celles-ci passent à l’intérieur du barreau. Le résultat est que l’on obtient aux bornes de la bobine une tension HF plus grande, comme si la bobine était placée dans un champ beaucoup plus intense. Cette tension induite est d’autant plus grande que les dimensions du ferrite sont plus grandes. L’efficacité de l’antenne dépend donc des dimensions du bâtonnet sur lequel est bobinée la self.

Le signal ainsi capté est suffisant pour commander le premier transistor sans avoir à recourir à l’antenne classique constituée par un morceau de fil tendu dans l’air et de longueur convenable.

L’antenne ferrite est en réalité moins efficace que celle formée d’un fil tendu, mais offre les avantages par rapport à cette dernière. Avant tout, il faut remarquer que l’antenne ferrite est appelée aussi "antenne magnétique", car comme on l’a vu elle est sensible uniquement à la seule composante magnétique du champ électromagnétique et la tension HF induite est dûe à une induction magnétique.

L’autre type d’antenne (fil aérien) s’appelle au contraire "antenne capacitive" car elle est sensible uniquement à la seule composante électrique du champ électromagnétique et la tension HF induite dans le fil l’est par effet capacitif entre le fil et l’espace environnant.

L’avantage que l’antenne magnétique présente par rapport à l’antenne capacitive est dû au fait que la première est sensible seulement à la composante magnétique et la seconde à la seule composante électrique.

Les appareils électriques tels que les moteurs, interrupteurs, etc… se comportent comme de véritables "émetteurs à étincelles" et rayonnant dans l’espace des ondes électromagnétiques discontinues qui se superposent aux ondes des émetteurs perturbent la réception (parasites).

Dans le voisinage de l’appareil qui les produit, la composante électrique du champ électromagnétique perturbateur émis par les étincelles, est beaucoup plus intenses que la composante magnétique ; il en résulte que les parasites induits dans une antenne capacitive sont beaucoup plus intenses que ceux induits dans une antenne magnétique.

En conclusion, nous dirons que l’antenne magnétique est beaucoup plus avantageuse, parce que le signal capté est peut-être moins intense qu’il ne le serait s’il était capté par une antenne capacitive, mais il se trouve moins perturbé ; en d’autres termes nous pourrons dire, (ce qui n’est d’ailleurs pas parfaitement exact) que l’antenne magnétique est moins sensible aux parasites qu’une antenne capacitive.

Une autre caractéristique intéressante de l’antenne ferrite est qu’elle est directionnelle. En effet, elle ne fonctionne correctement que si elle est placée dans la direction des lignes du flux, car, dans ce cas, le flux qui la traverse est maximum et le signal induit dans la bobine est maximum aussi.

Etant donné que la direction des lignes de flux de la composante magnétique du champ électromagnétique est orthogonale à la direction de propagation des ondes radio, on en déduit que le signal capté par l’antenne est maximum quand elle est disposée de façon à ce que son axe soit perpendiculaire à la direction de la propagation (figure 4b) et qu’il est minimum quand son axe est parallèle à la direction de propagation (figure 4c).

D’autre part, comme les lignes de flux sont horizontales (ceci provient du fait que les antennes d’émission sont des pylônes verticaux) les antennes ferrites devront toujours être disposées horizontalement c’est-à-dire orientées pour recevoir un signal d’intensité maximum.

En examinant à nouveau le schéma de la figure 3, il faut encore remarquer qu’en ce qui concerne le circuit d’entrée, le circuit résonnant est constitué par l’enroulement L1 et par le condensateur variable CV1. Comme on veut utiliser un condensateur variable, dont la capacité ne soit pas trop élevée, il faut que l’inductance L1 soit par contre relativement grande. Il va en résulter que le circuit résonnant aura une résistance Rp (voir leçon théorique 21) élevée, et que l’on ne pourra pas le brancher directement sur la base du transistor, étant donné la faible résistance d’entrée.

Il faudra donc prévoir un transformateur entre le circuit résonnant d’antenne et le transistor ; on bobinera donc sur le même bâtonnet de ferrite, un secondaire L2 constitué par un nombre de spires réduit.

Comme nous l’avons déjà dit, les antennes ferrites travaillent remarquablement dans la gamme des petites et grandes ondes, mais ont une efficacité trop faible pour être utilisées dans la gamme des ondes courtes.

Pour cette gamme de fréquence (et aussi si on veut ne pas utiliser d’antenne ferrite pour les autres gammes), on fait appel à l’antenne capacitive formée par un fil tendu verticalement, ou bien dans le cas des récepteurs portables, ou récepteurs auto, on utilise une antenne télescopique de 1 m de long environ.

Dans ce cas, le circuit d’entrée a l’aspect d’un transformateur HF classique. Le circuit résonnant est constitué par CV1 et L1 (figure 5). L’inductance est bobinée sur le noyau et couplée au transistor par l’intermédiaire du secondaire L2 constitué de quelques spires. Comme l’antenne capacitive présente une impédance relativement basse, elle ne peut être reliée directement à l’extrémité supérieure de L1, car elle amortirait trop le circuit résonnant et le rendrait peu sélectif. Pour obtenir un rendement maximum de l’antenne, il faut la relier à une prise intermédiaire de L1, ou tout simplement à l’extrémité supérieure de L2.

Dans le cas des récepteurs PO et GO, l’antenne capacitive peut encore être branchée directement à l’extrémité supérieure de L1, par l’intermédiaire d’un condensateur C de faible capacité indiqué en pointillés sur la figure 5. Ce couplage est moins efficace que le précédent et donc peu utilisé.

Le transformateur d’antenne peut ou non être enfermé dans un blindage métallique, comme cela se fait pour les autres transformateurs.

Il faut encore noter qu’on branche quelquefois une antenne capacitive (télescopique) au circuit d’entrée déjà constitué par une antenne magnétique, pour augmenter la faible sensibilité du récepteur, surtout s’il est du type portable.

2 – 1 CONVERTISSEUR A OSCILLATEUR SÉPARÉ

Le convertisseur est formé par un étage oscillateur, constitué par le transistor TR 3 qui fonctionne comme nous l’avons vu dans la précédente leçon et d’un étage mélangeur. Ce dernier est encore principalement un étage amplificateur du type sélectif, quoiqu’un peu particulier.

En effet, son circuit d’entrée est à fréquence variable et accordé sur la fréquence du signal reçu (il est constitué en effet du transformateur de couplage entre TR1 et TR2). Le circuit du collecteur est au contraire accordé sur une fréquence fixe (480kHz par exemple) et est constitué par le primaire du premier transistor FI.

On injecte sur l’émetteur de TR2, par l’intermédiaire de C5, le signal prélevé sur l’oscillateur par l’enroulement spécial L10.

Ainsi, TR2 est piloté simultanément par le signal reçu, de fréquence fs, sur sa base et par le signal de l’oscillateur, d’amplitude beaucoup plus grande et de fréquence fo injecté sur son émetteur.

Le courant de collecteur est ainsi formé de plusieurs composantes : la première composante aura la fréquence fs du signal appliqué sur la base ; la seconde composante aura la fréquence fo (en général plus élevée que fs) du signal appliqué à l’émetteur. Aucune autre composante ne devrait être présente si le transistor fonctionnait dans des conditions normales d’amplification.

Mais, comme je vous l’ai dit plus haut, le signal délivré par l’oscillateur est de très grande amplitude, et amène le point de fonctionnement de TR2 à l’interdiction pendant les crêtes positives, et à saturation pendant les crêtes négatives.

Il devient donc évident que le transistor dans ces conditions ne peut fonctionner sans distordre les signaux qui lui sont appliqués. Le résultat de ces distorsions se traduit par l’apparition de deux autres composantes : une de fréquence égale à la somme des fréquences des deux signaux appliqués, c’est-à-dire fo + fs, l’autre de fréquence égale à la différence de ces deux fréquences, c’est-à-dire fo – fs.

Ces deux composantes sont appelées "composantes de battement" en ce sens qu’il naît un battement entre les deux signaux appliqués à l’étage mélangeur.

Si l’on s’arrange de façon qu’en faisant varier le condensateur variable, (c’est-à-dire que CV1, CV2 et CV3 varient simultanément) la fréquence fo de l’oscillateur reste toujours supérieure (de 480kHz par exemple) à celle d’accord des deux autres circuits (c’est-à-dire du circuit d’antenne et du transformateur HF) correspondant à la fréquence fs du signal que l’on désire recevoir, la fréquence de la composante de battement fo – fs gardera toujours la valeur de la fréquence intermédiaire c’est-à-dire 480kHz dans notre exemple.

Supposons, en effet, que nous désirions recevoir un signal dont la fréquence fs = 1MHz = 1000kHz. En accordant le circuit d’antenne sur cette fréquence, la fréquence de l’oscillateur aura donc pour valeur 1000 + 480 = 1480kHz. La composante de battement fo – fs aura comme fréquence 1480 – 1000 = 480kHz

Les autres composantes du courant de collecteur auront des fréquences de : 1000kHz, 1480kHz, 2480kHz, égales respectivement à la fréquence fs du signal reçu, à celle fo de l’oscillateur et à celle du battement fs + fo.

De ces quatre composantes présentes dans le circuit du collecteur de TR2, une seule vient à être amplifiée et précisément celle de 480 kH, parce que le circuit de collecteur de TR2 est accordé sur cette fréquence.

De cette manière, le signal reçu (dont la fréquence est 1000kHz) après l’étage mélangeur, aura pour fréquence 480kHz. Vous voyez facilement en refaisant les calculs simples vus ci-dessus, que toute fréquence fs sera convertie en une valeur fixe de 480kHz. Vous voyez aussi que si le signal reçu est modulé en amplitude, le signal à la sortie du mélangeur sera modulé de façon identique, puisque son amplitude variera proportionnellement à celle du signal reçu.

Le signal de fréquence intermédiaire conservera donc toutes les caractéristiques de la modulation du signal reçu et ne diffèrera de celui-ci que par la valeur de la fréquence porteuse.

Du secondaire L7 du premier transformateur FI (dont le primaire accordé est constitué par C6 et L6), le signal à 480kHz passe dans les étages FI successifs.

2 – 2 CHANGEUR DE FRÉQUENCE AUTO-OSCILLANT

Dans les récepteurs portables, le circuit de la figure 3 est simplifié : l’amplificateur HF est supprimé et l’étage oscillateur et mélangeur est constitué par un seul transistor.

Ainsi un seul étage travaille comme changeur de fréquence, comme mélangeur et comme oscillateur. Le circuit est appelé "Convertisseur auto-oscillant" et son schéma est indiqué en figure 6.

En examinant la figure 6, vous pouvez remarquer qu’étant donné que l’étage HF n’existe plus, le circuit d’antenne (toujours du type à ferrite quand il s’agit d’ondes longues et d’ondes moyennes) est directement relié à la base du changeur de fréquence.

Vous pouvez voir en comparant les schémas des figures 3 et 6 que ce dernier peut être considéré comme l’ensemble de l’oscillateur et du mélangeur de la figure 3. En effet, on retrouve le circuit de l’oscillateur (identique à celui de la figure 4 de la théorie 25) formé par le circuit résonnant L4 et CV2 auquel on vient coupler l’inductance L3 de collecteur et L5 de réaction de l’émetteur.

De cette manière, le transistor fonctionne comme un oscillateur monté en base commune.

On retrouve encore le circuit mélangeur de la figure 3, constitué par le circuit d’entrée L1 et CV1 accordé sur la fréquence du signal reçu et couplé à la base du transistor par le secondaire L2. Le couplage au premier transformateur FI est formé par C6 et L6 avec prise intermédiaire pour la liaison au collecteur. Le secondaire L7 sert à la liaison avec l’étage suivant.

Le transistor fonctionne aussi comme mélangeur, de la même façon que le circuit de la figure 3 et se trouve monté en émetteur commun.

C’est le cas typique d’un transistor fonctionnant simultanément selon deux types de montage et accomplissant deux fonctions différentes.

L’utilisation du montage en émetteur commun pour accomplir la fonction de mélangeur et celle en base commune pour la fonction d’oscillateur permet au transistor de travailler simultanément sans qu’une fonction perturbe l’autre.

Le convertisseur auto-oscillant présente encore d’autres avantages par rapport à celui de l’oscillateur séparé. Les résultats sont pratiquement identiques dans les deux cas, et on fait l’économie d’un transistor.

Par contre, l’absence de l’étage HF amène obligatoirement le récepteur à être moins sensible et de sélectivité moindre, puisqu’il manque le circuit résonnant de transformateur de liaison entre TR1 et TR2 de la figure 3.

La simplification obtenue par l’intermédiaire de l’amplification HF (outre le fait qu’il y a un transistor en moins), permet encore d’utiliser un condensateur variable à deux cages seulement (CV1 et CV2 de la figure 6) beaucoup moins coûteux et encombrant que celui à trois cages de la figure 3.

En conclusion nous dirons que l’étage amplificateur HF donne une sensibilité élevée au récepteur (nécessaire par exemple dans le cas des auto-radios), et une forte atténuation de la fréquence-image comme nous allons le voir dans le chapitre suivant. Par contre le changeur de fréquence avec oscillateur séparé ne présente aucun avantage par rapport à celui auto-oscillant ; c’est un luxe inutile.

2 – 3 FRÉQUENCE-IMAGE

Nous avons examiné jusqu’à maintenant les aspects positifs des circuits changeur de fréquence, c’est-à-dire les avantages que ceux-ci présentaient par rapport aux circuits classiques. Nous allons voir maintenant un aspect négatif, c’est-à-dire un inconvénient non négligeable et dont les conséquences peuvent être très importantes dans certains cas.

Rappelez-vous ce qui a été dit au sujet du mécanisme du changement de fréquence ; le signal à fréquence intermédiaire naît du battement entre le signal reçu fs et le signal de fréquence fo de l’oscillateur.

En général, pour des raisons pratiques, la fréquence de l’oscillateur est toujours supérieure à celle du signal reçu, mais ce n’est pas une condition impérative pour obtenir le changement de fréquence ; la fréquence de l’oscillateur peut être inférieure aussi à celle du signal.

La condition indispensable pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire à 480kHz est que la différence entre fs et fo soit exactement de 480kHz et peu importe laquelle des deux fréquences est plus élevée.

Reprenons si vous le voulez bien, l’exemple de la réception d’un signal de 1MHz : pour plus de clarté, je vous l’ai illustré à la figure 7.

Si le récepteur est accordé pour recevoir un signal de 1MHz, le circuit d’entrée est accordé lui aussi sur cette fréquence (fs = 1000kHz) et l’oscillateur sur une fréquence plus élevée de 480kHz (fo = 1480kHz). Supposons maintenant, qu’il y ait un autre signal, de fréquence supérieure à fo et qui soit plus élevée de 480kHz, c’est-à-dire que la fréquence de ce signal soit : 1480 + 480 = 1960kHz. Ce signal est indiqué par fi sur la figure 7.

Comme nous l’avons vu précédemment, ce signal va battre avec l’oscillateur et donnera naissance à un signal de fréquence intermédiaire de 480kHz.

En effet, la différence entre les fréquences de ces signaux et celle de l’oscillateur sont respectivement :

Les deux signaux vont être alors amplifiés simultanément par les amplificateurs FI qui suivent l’étage changeur de fréquence, et il n’y aura plus aucune possibilité de séparer les signaux puisqu’ils sont maintenant de même fréquence.

L’inconvénient dont je vous ai parlé tout à l’heure apparaît maintenant. Le changeur de fréquence ne peut séparer les deux signaux, qui se superposent et donnent une réception distordue soit par l'un, soit par l’autre.

En examinant la figure 7, nous pourrons affirmer ce qui suit : en accordant le récepteur sur une fréquence donnée fs, on peut recevoir en plus un autre signal, de fréquence fi supérieure à fs exactement du double de la fréquence intermédiaire FI. Ce second signal prend le nom de signal image et sa fréquence est dite fréquence image.

Dans le cas des récepteurs dont la FI est de 480kHz comme cela arrive souvent, la fréquence image est toujours plus élevée que la fréquence d’accord de : 2 x 480 = 960kHz

Dans l’exemple considéré, on a en effet :

fi = fs + 960 = 1000 + 960 = 1960kHz (figure 7).

Pour éviter que le signal image interfère avec le signal que l’on désire recevoir, il faut lui interdire l’entrée du récepteur.

Pour éliminer le signal image, on ne peut jouer que sur les circuits sélectifs qui précèdent le changeur de fréquence, c’est-à-dire sur le circuit résonnant d’antenne et sur celui (quand il existe) qui constitue le transformateur de liaison entre l’amplificateur HF et le changeur.

En effet, si le récepteur est accordé sur la fréquence fs = 1000kHz comme nous l’avons supposé, le circuit d’entrée est accordé lui aussi sur cette fréquence et sa courbe de résonance peut être représentée avec le maximum en correspondance de fs (figure 7).

Sur la même figure vous pouvez voir que le signal image tombe sur un flanc de la courbe de résonance (point 2) et que son amplitude résultante peut être plus ou moins réduite selon la forme de la courbe de résonance. Si le circuit d’entrée est très sélectif (courbe en traits pleins sur la figure 7), le signal fi est très atténué : son amplitude se trouve réduite par exemple à 10%.

Si au contraire la sélectivité du circuit d’entrée est faible (courbe en pointillés sur la figure 7), le signal image se trouve peu atténué (point 2’) et pourra encore perturber fortement le signal que l’on désire recevoir en interférant avec lui.

Dans la gamme des petites ondes et encore plus dans celle des grandes ondes, les inconvénients de la fréquence image ne sont en réalité pas toujours aussi graves que l’on pourrait penser au premier abord.

Il suffit tout d’abord de penser qu’il n’y a pas forcément toujours, lorsque l’on désire recevoir un signal, un autre signal présent exactement sur la fréquence image ; et même si ce signal existe, il n’est pas du tout certain que son amplitude sera telle qu’elle perturbe le signal utile.

Dans ces gammes d’ondes, la fréquence image résultante est toujours très élevée par rapport à celle du signal (dans le cas de l’exemple, fi est presque double de fs). Dans la majorité des cas, la sélectivité du circuit d’antenne suffit pour réduire l’amplitude du signal image à des valeurs non dangereuses. Il suffit de faire un simple calcul pour établir que si le circuit d’antenne a un coefficient de qualité Q de 40 par exemple (ce qui peut être réalisé très facilement avec les antennes ferrite), le signal image se trouve réduit à un centième environ : on a obtenu ainsi une grande marge de sécurité contre les interférences.

Par contre, en onde courtes, les résultats sont un peu moins bons. En effet, plus la fréquence du signal reçu est élevée, plus la fréquence image est proche, et plus il est difficile de la séparer.

Supposons en effet que le signal à recevoir est de 10MHz. La fréquence-image est alors : 10 + 0960 = 10,960MHz, c’est-à-dire qu’elle est très près des 10MHz (figure 8).

Si nous dessinons la courbe de résonance du seul circuit d’antenne (en supposant qu’il n’y a pas d’étage HF) et si nous supposons que la valeur de Q est de l’ordre de 30 (ce qui en pratique est facilement réalisable à ces fréquences) nous obtenons la courbe en pointillés de la figure 8. Nous voyons alors que le signal image est réduit à environ 20% par la sélectivité du circuit.

Si au contraire, il y a un étage HF et si nous admettons encore que le Q du circuit est de 30, la courbe résultante est celle qui est tracée en traits pleins (figure 8). Le signal image est alors réduit à 4% environ.

L’avantage d’un étage HF est évident par cet exemple : il y a réduction du signal image et une sensibilité plus grande du récepteur.

La réception du signal image, dans la gamme des ondes courtes en général (et dans quelques cas particuliers en petites ondes) donne lieu, outre à des interférences éventuelles, à la possibilité de recevoir le même signal, c’est-à-dire la même station, en deux points différents du cadran.

Il suffit en effet d’observer la figure 8, pour voir que le signal de fréquence fs, peut être reçu, non seulement lorsque le récepteur est accordé sur cette fréquence, mais aussi quand il est accordé sur une fréquence f’s inférieure à fs exactement du double de la valeur FI, c’est-à-dire de 960kHz. Dans ces conditions, le signal fs est reçu comme signal image, étant donné que fs se trouve distante de la fréquence f’o de l’oscillateur de 480kHz exactement et qu’elle se trouve convertie à la valeur précise de la FI.

CONCLUSION :

Le changement de fréquence a l’inconvénient de permettre la réception simultanée de deux stations (signal utile et signal image) ou, ce qui revient au même, permettre la réception de la même station en deux points du cadran distincts de 960kHz (si la FI = 480kHz) ou de 910kHz (si la FI = 455kHz).

Ces inconvénients ne peuvent être atténués que par la sélectivité des circuits qui précèdent le changeur ; pour cela, il faut choisir un circuit d’antenne dont le facteur de qualité Q soit suffisamment élevé ; quand cela n’est pas possible, il faut avoir recours à un étage amplificateur HF.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 26ème LEÇON THÉORIQUE

1 – En quoi consiste le changement de fréquence ?

2 – Quels sont les avantages que l’on obtient avec le changeur de fréquence ?

3 – De quel type est l’amplificateur HF ?

4 – Sur quel critère doit-on se baser pour choisir le point de fonctionnement du premier étage ?

5 – Qu’est le ferrite ?

6 – Quels sont les avantages de l’antenne magnétique (c’est-à-dire à ferrite) par rapport à l’antenne capacitive ?

7 – Comment obtient-on la fréquence intermédiaire ?

8 – Comment définit-on la fréquence image ?

9 – Comment peut-on réduire la réception du signal image ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 25ème LEÇON THÉORIQUE

1 – On appelle oscillateur un circuit capable d’engendrer des oscillations.

2 – Il n’y a pas, à proprement parler de différence, entre un oscillateur BF et HF, à part la valeur de la fréquence. Les premiers sont du domaine acoustique, les autres des fréquences Radio.

3 – Un oscillateur est dit LC quand la fréquence des oscillations est déterminée par la résonance d’un circuit résonnant ; il est dit au contraire RC, quand la fréquence des oscillations est déterminée par un réseau, constitué uniquement de résistances et de capacités.

4 – On appelle réseau de réaction, le circuit qui sert à ramener le signal de sortie à l’entrée de l’étage.

5 - Un réseau de réaction fait en sorte de ramener le signal à l’entrée avec la phase et l’amplitude convenable, pour que l’étage puisse osciller.

6 – Quand le gain complexe de l’étage est supérieur à 1, le circuit est capable d’engendrer des oscillations.

7 – Un transistor utilisé en oscillateur base à la masse est capable d’engendrer des oscillations de fréquence beaucoup plus élevée qu’en montage émetteur à la masse.

8 – Dans le montage Hartley, le signal de réaction est obtenu en utilisant une self à prise intermédiaire ; dans le montage Colpitts on utilise au contraire deux capacités en série et une self sans prise.

9 – Un oscillateur RC à déphasage ne peut être réalisé en montage base à la masse, parce qu’avec un tel montage, on ne peut obtenir un gain en courant suffisant pour le fonctionnement d’un tel type d’oscillateur.

Fin de la leçon 26


LECON 27

AMPLIFICATEUR FI

Le signal à fréquence intermédiaire, prélevé à la sortie de l’étage changeur de fréquence que nous avons étudié dans la précédente leçon est appliqué à l’amplificateur FI de façon à pouvoir être amplifié énergiquement. Comme on a affaire à un signal qui est toujours de même fréquence (480kHz par exemple), il est évident que l’amplificateur FI sera du type sélectif à fréquence fixe, comme celui que nous avons étudié dans la 23ème leçon théorique.

Etant donné qu’en général un seul étage ne suffit pas à amener l’amplitude du signal à niveau convenable pour être détecté, l’amplificateur FI sera normalement constitué par deux étages identiques placés en cascade, couplés entr’eux et, au circuit détecteur qui les suit par l’intermédiaire de transformateurs accordés. Ces derniers pourront être du type à primaire seul accordé, ou bien à primaire et secondaire accordés.

Le schéma de principe d’un amplificateur FI pourra alors être du type de l’étage représenté en figure 9 de la théorique 24. Il sera constitué de deux étages en cascade.

Il va en résulter le schéma reporté en figure 1, où je vous ai représenté le primaire et le secondaire des transformateurs FI accordés tous les deux.

Le troisième transformateur FI a seulement son primaire accordé ; mais il est du même type que les deux premiers.

Comme nous l’avons vu en son temps (théoriques 23 et 24), le fait d’avoir les secondaires accordés confère au récepteur une meilleure sélectivité, c’est-à-dire une aptitude meilleure à séparer entr’elles deux stations voisines ; mais ceci entraine des transformateurs plus coûteux. C’est ainsi que les récepteurs du type portable n’ont en général que le primaire accordé.

Le premier transformateur FI sert à relier l’étage changeur de fréquences au premier étage amplificateur FI constitué par le transistor TR2. La prise intermédiaire de ce transformateur est reliée à la sortie du transistor qui fonctionne comme changeur de fréquences.

Le premier transformateur FI, représenté en figure 1, est le même que celui qui a été représenté en figures 3 et 6 de la leçon théorique 25.

Les étages FI sont composés des transistors TR2 et TR3 montés en émetteur à la masse. Ils sont polarisés et stabilisés du point de vue thermique par l’intermédiaire respectivement des résistances R7 et R10. Les bases sont polarisées à l’aide des ponts de résistances R5 et R6 pour TR2 et R8 – R9 pour TR3 ; les polarisations se font à travers les enroulements secondaires L7 et L9 des transformateurs de liaison.

Les condensateurs C11, C12, C13 et C14 servent comme à l’habitude à supprimer les effets de contre-réaction des circuits de polarisation sur les signaux FI.

Du secondaire L11 du troisième transformateur FI on prélève le signal FI amplifié, pour l’appliquer au circuit détecteur non représenté en figure 1.

Selon le type des transistors utilisés, le schéma de la figure 1 peut encore être complété par des circuits de neutrodynage (non dessinés sur la figure) comme nous l’avons vu dans la théorie 24.

Les points de fonctionnement de TR2 et TR3 sont choisis encore en se basant sur la notion du "bruit de fond" : en général ils sont choisis pour que les courants de collecteur soient de l’ordre de 0,5 à 1mA.

Les transformateurs FI sont toujours enfermés dans des boitiers métalliques (indiqués par des rectangles en pointillés sur la figure 1) qui sont réunis à la masse. La réalisation pratique des transformateurs est faite selon l’un des deux schémas illustrés en figure 5 de la théorique 24.

1 – 1 CIRCUIT DE DÉTECTION

A la sortie de l’amplificateur FI, le signal a une amplitude de l’ordre de 0,5V à 1V (ou même plus) selon l’intensité du signal reçu et une fréquence de 480kHz quelle que soit la fréquence du signal reçu : mais ce signal sera toujours constitué par une porteuse (à 480kHz) modulée en amplitude exactement comme le signal capté par l’antenne.

Pour obtenir le signal de basse fréquence, c’est-à-dire celui qui constitue "l’information" transmise (ou en d’autre termes, le signal qui a été utilisé pour moduler la porteuse), il faut démoduler le signal FI à l’aide d’un circuit détecteur (ou démodulateur).

Ce dernier est constitué comme on peut le voir en figure 2a, par une diode dite Diode de détection (ou détecteur) et par un condensateur et une résistance placés en parallèle et formant le circuit RC de détection ; la diode et l’ensemble RC, sont placés en série et sont reliés directement aux bornes du secondaire L11 du dernier transformateur FI.

Pour étudier le comportement du circuit détecteur, il faut avant tout considérer l’allure du signal qu’on lui applique, c’est-à-dire la forme du signal que l’on trouve à la sortie de l’amplificateur FI. Celui-ci, comme nous l’avons déjà vu, est constitué par une porteuse à 480kHz, modulée en amplitude. Cette porteuse est représentée par une onde sinusoïdale dont l’amplitude reste constante en l’absence de modulation (région A de la figure 2b) et qui varie autour de cette valeur quand elle est modulée (comme par exemple dans la région B (figure 2b). Dans ce dessin pour simplifier j’ai considéré que la modulation était sinusoïdale.

Comme la diode ne conduit que lorsque son anode est positive par rapport à la cathode, il est évident qu’elle ne laissera passer que l’alternance positive du signal à fréquence intermédiaire, et chargera le condensateur C à la valeur de crête. La tension aux bornes de C aura donc comme valeur Vc égale à la valeur de crête Vp de l’alternance positive.

Dans la région A de la figure 2b, la tension Vc reste de valeur constante, parce que l’amplitude des crêtes du signal FI est elle-même constante. Dans la région B par contre, la tension aux bornes de C augmente et diminue autour de cette valeur en suivant l’allure de la modulation.

Aux bornes de C, ou mieux, aux bornes du circuit de détection RC, nous avons un signal qui peut être considéré comme composé d’une composante continue Vo (figure 2c) de valeur constante et égale à la valeur de crête de la porteuse non modulée à laquelle vient se superposer une composante alternative qui est l’enveloppe de la modulation et qui constitue à proprement parler le signal basse fréquence, indiqué VBF sur la même figure.

En réalité le phénomène de la détection est plus compliqué en ce sens qu’il faut encore tenir compte du comportement du circuit de détection dans l’intervalle de temps qui s’écoule entre une alternance positive et la suivante.

Il est bon de se rappeler brièvement comment se fait la décharge d’un condensateur sur une résistance. Considérons pour cela le circuit de la figure 3a lorsque l’on ferme l’interrupteur S, le condensateur C se trouve branché directement aux bornes de la pile et se trouve donc chargé à la tension de cette dernière. Supposons que la pile ait une tension Vcc de 10 V : la tension Vc aux bornes du condensateur sera donc de 10V.

Ouvrons maintenant l’interrupteur : le condensateur va commencer par se décharger dans la résistance R et la tension Vc à ses bornes va diminuer.

Au fur et à mesure que le condensateur se décharge, la tension Vc (qui est aussi la tension aux bornes de R, puisque Ret C sont en parallèle) diminue et suit l’allure représentée en figure 3b.

La tension Vc décroît d’abord très rapidement, puis toujours de plus en plus lentement et tend graduellement à s’annuler. On démontre que l’allure de la tension Vc suit une loi bien déterminée, que les mathématiciens appellent "exponentielle" : c’est pour cette raison que l’on dit que la tension suit une "loi exponentielle".

Par intuition, on "sent" que la décharge du condensateur sera d’autant plus rapide que la capacité est plus faible, parce que la charge accumulée est elle-même faible, ou bien que la résistance est plus petite, parce qu’alors le courant de décharge du condensateur est plus grand.

D’une façon plus exacte, la décharge dépend du produit de la valeur de C par la valeur de R, produit qui prend le nom de constante de temps : si l’on exprime C en nF et R en kΩ, le produit RC sera donné enµS (microsecondes, c’est-à-dire en millionième de seconde). Par exemple, si C = 4 nF et R= 10kΩ, on aura RC = 4 x 10 = 40µS.

La valeur de la constante de temps RC détermine exactement la décharge du condensateur, en ce sens que dans chaque intervalle de temps égal à la valeur RC, la tension aux bornes de C diminue de 2,72 fois. Ainsi dans le cas de l’exemple, comme RC = 40µS, la tension aux bornes de C part de la valeur de 10V et se réduira à la valeur de 10 / 2,72 = 3,67V au bout d’un temps égal à la valeur de RC, c’est-à-dire en 40µS. Au bout d’un autre temps de 40µS, la tension va encore diminuer de 2,72 fois et deviendra : 3,67 / 2,72 = 1,35V et ainsi de suite.

D’une façon plus générale, nous dirons que la tension Vc part d’une valeur de charge égale à 100% et se réduit à 100 / 2,72 = 36,7% de sa valeur en un intervalle de temps égal à RC. Dans un second intervalle de temps égal à RC, la tension se réduit à 36,7 / 2,72 = 13,5% de sa valeur primitive. Après un troisième intervalle de temps égal à RC, la tension est devenue : 13,5 / 2,72 = 5% de ce qu’elle était au départ, et ainsi de suite.

Le courant qui traverse la résistance suit une loi semblable ; quand l’interrupteur est fermé, le courant est :

Vcc / R=10V / 10kΩ = 1mA.

Ensuite, il décroit en suivant une loi semblable à celle de la tension Vc lorsque l’on a ouvert l’interrupteur.

Après cette parenthèse sur le comportement de la décharge du condensateur, nous pouvons revenir au circuit de détection de la figure 2a.

Nous remplacerons seulement la pile de la figure 3a par le secondaire du transformateur FI qui délivre une tension alternative à la fréquence de 480kHz.

La diode pourra être assimilée à un interrupteur qui est fermé quand la diode conduit, c’est-à-dire lorsque l’anode est positive par rapport à la cathode, et ouvert quand l’anode est négative par rapport à la cathode. En première approximation, nous pourrons donc dire que la diode se comporte comme un interrupteur fermé pendant l’alternance positive et comme un interrupteur ouvert pendant l’alternance négative.

Si l’on considère alors la tension délivrée par L11 et appliquée à l’anode de la diode (je vous refais le dessin de la figure 2b à la figure 4a), on peut dire que pendant l’alternance positive, la diode conduit et le condensateur se charge à la valeur de crête Vp quand l’alternance atteint sa valeur maximum.

A partir ce cet instant (A sur la figure 4a), la tension appliquée sur l’anode diminue rapidement en suivant une loi sinusoïdale, tandis que la tension aux bornes du condensateur diminue plus lentement en suivant une loi exponentielle que nous venons de voir.

Comme la tension aux bornes de C est celle-là même qui se trouve sur la cathode de la diode, vous voyez que la tension sur la cathode est positive et plus élevée que celle qui se trouve sur l’anode : pour cette raison, la diode ne conduit plus et le circuit se comporte comme celui de la figure 3a quand l’interrupteur a été ouvert.

La décharge de C va se produire jusqu’à l’instant B (figure 4a) : à cet instant la tension appliquée sur l’anode de la diode va se trouver de nouveau légèrement plus élevée que celle sur la cathode ; la diode va conduire à nouveau et va recharger C à la valeur de crête de la tension FI. Le phénomène va se répéter à chaque cycle de la fréquence intermédiaire ; la tension aux bornes du circuit RC va donc se présenter en dents de scie (ligne dessinée en gras sur la figure 4a), et suivant aussi l’enveloppe de la modulation.

L’amplitude de la "dentelure" dépend évidemment de la proportion dont se décharge le condensateur dans l’intervalle de temps qui s’écoule entre une alternance et l’autre ; elle est d’autant moins grande que le condensateur se décharge moins, c’est-à-dire que la constante de temps du circuit de détection RC est elle-même plus grande.

Pour obtenir ainsi une tension détectée qui suit parfaitement l’allure de l’enveloppe de modulation, comme indiqué en figure 2c, il s’agit de choisir une constante de temps élevée, c’est-à-dire très grande par rapport à l’intervalle de temps qui s’écoule entre deux crêtes successives de la tension FI ; cet intervalle de temps n’est autre que la période de la fréquence intermédiaire, dont la valeur est :

TFI = 1/fFI = 1/0,480 = 2,08µS

La constante de temps du circuit RC ne peut toutefois être rendue trop grande : sinon un phénomène particulier apparait.

Considérons la région D (figure 4a) où l’enveloppe de la modulation décroît rapidement ; si le condensateur se décharge trop lentement, il peut arriver que la tension aux bornes du circuit RC, au lieu de suivre l’enveloppe de modulation comme en figure 4a, décroisse comme en figure 4b.

Dans ce cas, la tension détectée est loin d’avoir la forme de l’enveloppe ce qui indique que la tension basse fréquence résultante est distordue. Ce type de distorsion est appelé "distorsion en diagonale".

Pour éviter cet inconvénient, il faut encore que la constante de temps du circuit de détection soit petite par rapport à l’intervalle de temps qui s’écoule entre deux crêtes successives de l’enveloppe de modulation.

Cet intervalle de temps n’est autre que la période de la fréquence de modulation. Il faut donc prendre en considération la période de la fréquence maximum de modulation que l’on désire transmettre.

Dans le cas des transmissions en modulation d’amplitude, la valeur maximum de la fréquence est de 4,5kHz ; la valeur de TBF à considérer est :

TBF = 1/(4,5kHz) = 0,222mS = 222µS

Pour un bon détecteur, la valeur de la constante de temps devra donc être beaucoup plus grande que 2,08µS pour réduire la dentelure, et beaucoup plus faible que 222µS pour éviter la distorsion. En pratique on prend pour RC une valeur comprise entre 20µS et 60µS. En prenant par exemple, une constante de temps de 50µS, celle-ci pourra être réalisée en prenant C = 10 nF et R= 5kΩ.

On démontre encore que le circuit de détection se comporte, vis-à-vis du transformateur FI, comme une charge dont la valeur est égale à R/2 ; ainsi dans l’exemple précédent où Rétait égale à 10kΩ, le rapport de transformation du transformateur FI devra être calculé comme si l’on devait charger le secondaire L11 par une résistance de 10/2 = 5kΩ.

Le signal présent à la sortie du détecteur se partage en ses deux composantes : la composante alternative est envoyée vers les étages basse fréquence ; la composante continue dont l’amplitude est proportionnelle à l’amplitude du signal HF reçu (elle est en effet égale à l’amplitude de crête de la porteuse non modulée) sert pour le circuit RAS (régulateur automatique de sensibilité) que nous allons voir maintenant.

La séparation des deux composantes peut être faite très simplement à l’aide des circuits représentés en figure 5.

Pour obtenir seulement la composante alternative, on peut en effet bloquer la composante continue par une liaison RC, comme dans le cas des liaisons entre étages des amplificateurs. Le condensateur CA va bloquer en effet, la composante continue et aux bornes de RA on ne trouvera plus que la composante alternative, c’est-à-dire le signal de basse fréquence.

Pour éliminer au contraire la composante alternative et récupérer uniquement la seule composante continue, il suffit d’utiliser le circuit RB CB.

De cette manière, le condensateur va se comporter comme un filtre de nivellement et rendra la tension à ses bornes constante c’est-à-dire insensible aux variations dûes à la modulation, se comportant de la même manière que le condensateur d’émetteur d’un transistor qui rend la tension de polarisation constante.

1 – 2 CIRCUIT RAS

Le circuit RAS, comme nous l’avons déjà vu, a pour rôle de régler de façon tout à fait automatique la sensibilité du récepteur en se basant sur l’intensité du signal reçu, de façon qu’il soit très sensible lors d’une réception faible et peu sensible en présence d’un signal fort.

On a ainsi l’avantage d’avoir à la sortie du détecteur un signal qui reste pratiquement constant quand on passe d’une station forte à une faible. Ainsi, le volume sonore reste constant quand on écoute une station dont l’intensité varie pour des raisons de propagation, comme le fameux phénomène dit de "fading" propre à la propagation ionosphérique et qui est typique dans les transmissions en ondes courtes.

Un autre avantage du RAS est d’éviter qu’avec des signaux forts, on ne sature le dernier étage FI : l’enveloppe de modulation serait distordue avec comme conséquence une distorsion du signal basse fréquence.

Le réglage de la sensibilité du récepteur se fait en agissant sur le gain du premier étage FI et sur celui de l’étage HF quand ce dernier existe. Pour ce réglage, on exploite la composante continue délivrée par le détecteur (qui comme nous l’avons vue, est d’autant plus grande que le signal reçu est plus intense).

Le schéma le plus simple d’un circuit RAS est indiqué en figure 6.

La résistance R6 du pont de résistances de polarisation de la base de TR2 est branchée à la sortie du détecteur au lieu d’être reliée à la masse comme sur la figure 1. De cette manière, la tension de polarisation de la base de TR2 dépend aussi de la composante continue délivrée par le détecteur.

En l’absence de signal, TR2 est polarisé normalement : en présence d’un signal au contraire, le point A (sortie du détecteur de la figure 6) devient positif par rapport à la masse et, en conséquence, le point B (auquel est reliée la base de TR2 à travers le secondaire L 7) devient moins négatif.

Ceci correspond à une réduction du courant de polarisation de la base de TR2, réduction qui est d’autant plus forte que la tension positive est plus grande, c’est-à-dire que le signal reçu est plus intense.

La réduction du courant de polarisation de la base comporte une réduction du courant du collecteur, c’est-à-dire une variation des paramètres du transistor. Si, en l’absence du signal, le transistor travaille dans des conditions de gain maximum, il est évident qu’une variation quelconque de ces conditions a pour effet de réduire le gain.

En comparant le circuit de la figure 6 avec celui de la figure 5, on peut remarquer que la fonction de filtrage accomplie précédemment par RB CB est maintenant réalisée par la résistance R6 elle-même et le condensateur C 11.

Le circuit de la figure 6 n’est pas très efficace et on pourrait penser l’améliorer en faisant agir aussi le RAS sur TR3. Mais ce système n’est pas utilisé en général, pour éviter qu’avec de forts signaux, c’est-à-dire quand les transistors sont amenés à travailler avec de faibles courants de collecteur et très près du cut-off, TR3 ne puisse distordre le signal qu’on lui applique car celui-ci est déjà d’une amplitude notable.

Une amélioration du circuit est cependant obtenue en modifiant ultérieurement le schéma comme indiqué en figure 7 ; on ajoute une diode D2 qui prend le nom de diode d’amortissement et dont le fonctionnement est le suivant.

En l’absence de signal, le courant de collecteur de TR2 est fort, ainsi que la chute de tension aux bornes de R12 (si par exemple elle est de 2V et que Vcc = 9V, la tension au point M sera de 7 V).

Dans ces conditions, en choisissant convenablement la valeur de R11 on peut obtenir aux bornes de celle-ci une chute de tension qui serait par exemple seulement de 1V, c’est-à-dire que la tension du collecteur de TR1 (ainsi que le point N) serait de 8V.

La diode, branchée avec son anode au point N et sa cathode au point M, a son anode à – 8V, tandis que la cathode se trouve à – 7V. La polarisation de la diode est donc telle que l’anode est plus négative que la cathode ; la diode est donc bloquée, elle se comporte comme un interrupteur ouvert et n’a aucune influence sur le fonctionnement du circuit.

Si maintenant on reçoit un signal, comme nous l’avons vu dans le schéma de la figure 6, le courant de TR2 diminue : la chute de tension aux bornes de R12 diminue aussi et le point M monte vers des valeurs négatives plus élevées (devient plus négatif), tandis que la tension au point N reste toujours à la même valeur, car le courant de TR1 n’est pas contrôlé par le circuit RAS.

Lorsque l’intensité du signal reçu augmente, la tension du point M augmente aussi, c’est-à-dire la tension de la cathode de la diode. Dès que la valeur de la tension de la cathode atteint celle de l’anode, la diode commence à conduire (la cathode devient en effet plus négative que l’anode). La diode se comporte alors comme une résistance de valeur d’autant plus faible que la tension de la cathode est plus grande, c’est-à-dire que le signal reçu est plus intense.

Comme la diode se trouve branchée, en ce qui concerne la composante alternative du signal amplifié par TR1, en parallèle sur le circuit résonnant L 6 – C 6 celui-ci sera amorti d’autant plus que l’intensité du signal reçu sera plus forte : ainsi le gain de l’étage se trouvera d’autant plus réduit.

L’action de la diode d’amortissement s’ajoute à celle obtenue directement avec TR2 qui se comporte de la même manière que précédemment (cas du schéma de la figure 6). Le circuit de la figure 7 se trouve être beaucoup plus efficace que précédemment, mais en revanche il est plus complexe et plus onéreux.

Nous en avons ainsi terminé avec l’étude des amplificateurs FI et des circuits de commande automatique de sensibilité (CAS ou RAS). Nous commencerons dans la prochaine leçon l’étude des circuits amplificateurs à basse fréquence.

Dans ces conditions, en choisissant convenablement la valeur de R11 on peut obtenir aux bornes de celle-ci une chute de tension qui serait par exemple seulement de 1V, c’est-à-dire que la tension du collecteur de TR1 (ainsi que le point N) serait de 8V.

La diode, branchée avec son anode au point N et sa cathode au point M, a son anode à – 8V, tandis que la cathode se trouve à – 7V. La polarisation de la diode est donc telle que l’anode est plus négative que la cathode ; la diode est donc bloquée, elle se comporte comme un interrupteur ouvert et n’a aucune influence sur le fonctionnement du circuit.

Si maintenant on reçoit un signal, comme nous l’avons vu dans le schéma de la figure 6, le courant de TR2 diminue : la chute de tension aux bornes de R12 diminue aussi et le point M monte vers des valeurs négatives plus élevées (devient plus négatif), tandis que la tension au point N reste toujours à la même valeur, car le courant de TR1 n’est pas contrôlé par le circuit RAS.

Lorsque l’intensité du signal reçu augmente, la tension du point M augmente aussi, c’est-à-dire la tension de la cathode de la diode. Dès que la valeur de la tension de la cathode atteint celle de l’anode, la diode commence à conduire (la cathode devient en effet plus négative que l’anode). La diode se comporte alors comme une résistance de valeur d’autant plus faible que la tension de la cathode est plus grande, c’est-à-dire que le signal reçu est plus intense.

Comme la diode se trouve branchée, en ce qui concerne la composante alternative du signal amplifié par TR1, en parallèle sur le circuit résonnant L 6 – C 6 celui-ci sera amorti d’autant plus que l’intensité du signal reçu sera plus forte : ainsi le gain de l’étage se trouvera d’autant plus réduit.

L’action de la diode d’amortissement s’ajoute à celle obtenue directement avec TR2 qui se comporte de la même manière que précédemment (cas du schéma de la figure 6). Le circuit de la figure 7 se trouve être beaucoup plus efficace que précédemment, mais en revanche il est plus complexe et plus onéreux.

Nous en avons ainsi terminé avec l’étude des amplificateurs FI et des circuits de commande automatique de sensibilité (CAS ou RAS). Nous commencerons dans la prochaine leçon l’étude des circuits amplificateurs à basse fréquence.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 27ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Quel est le type de l’amplificateur FI ?

2 – Quelle sorte de signal le détecteur délivre-t-il ?

3 – Par quoi est donnée la constante de temps d’un circuit RC ?

4 – Qu’exprime la constante de temps RC ?

5 – Calculer la constante de temps d’un circuit RC où R= 1 MΩ et C = 250 pF.

6 – A quoi sert le RAS ?

7 – A quelle tension se charge le condensateur du circuit de détection en l’absence de modulation ?

8 – Quelle doit être la polarité de la tension RAS dans un récepteur à transistors ?

9 – Lorsqu’un condensateur C se décharge dans une résistance quelle est la valeur de la tension atteinte au bout d’un intervalle de temps égal à la constante de temps ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 26ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Le changement de fréquence consiste à convertir la fréquence du signal reçu, quel qu’il soit, en une valeur fixe de 480kHz (par exemple).

2 – Les avantages du changement de fréquence résident en une plus grande simplicité des circuits des récepteurs et dans une meilleure sélectivité obtenue.

3 – L’amplificateur HF est du type sélectif et à accord variable.

4 – Le point de fonctionnement du premier étage est choisi de façon à ce que le "bruit de fond" produit par le transistor soit le plus faible possible.

5 – Le ferrite est un matériau céramique dont les qualités magnétiques restent bonnes même aux fréquences élevées ; de plus il n’est pas conducteur.

6 – L’antenne magnétique (à ferrite) est plus avantageuse par rapport à l’antenne capacitive parce qu’elle est moins sensibles aux parasites.

7 – La fréquence intermédiaire est donnée par la différence entre la fréquence du signal reçu et celle de l’oscillateur.

8 – On appelle fréquence-image, la fréquence qui diffère de la fréquence d’accord (et lui est supérieure) du double de la valeur de la fréquence intermédiaire.

9 – Le signal-image ne peut être réduit que par des circuits sélectifs qui précèdent le changeur de fréquence.

Fin de la leçon 27


LECON 28

CIRCUITS AMPLIFICATEURS A BASSE FRÉQUENCE

Nous avons déjà étudié les amplificateurs basse fréquence dans les cours théoriques 17 à 22 ; nous n'avons donc pas besoin de les réétudier.

Nous allons examiner seulement comment ils s’insèrent dans le circuit général du récepteur.

Un schéma type de la partie basse fréquence d’un récepteur peut être celui indiqué en figure 1. Vous pouvez y voir un premier étage préamplificateur couplé capacitivement à un second étage, qui délivre une puissance suffisante pour commander l’étage final qui est en général du type push-pull fonctionnant en classe AB.

Ces différents étages sont en tout point identiques à ceux que nous avons étudiés séparément dans les leçons précédentes. La seule nouveauté réside dans les contrôles manuels de volume et de tonalité.

Le contrôle manuel de volume sert au réglage du volume sonore de la parole ou de la musique reproduites dans le haut-parleur. Il est en général constitué par un potentiomètre (P1 de la figure 1) à l’aide duquel on vient prélever une fraction plus ou moins grande du signal basse fréquence délivré par le détecteur.

En effet, comme on peut le voir d’après le schéma de la figure 1, quand le curseur de P1 se trouve en position haute, toute la tension présente aux bornes du potentiomètre (c’est-à-dire toute la tension délivrée par le détecteur) est appliquée sur la base de TR4 et on obtient ainsi un volume sonore maximum.

En déplaçant le curseur vers le bas, la tension appliqué sur la base de TR4 se trouve de plus en plus réduite et s’annule complètement quand le curseur de P1 se trouve en position basse (minimum de volume).

Le contrôle de tonalité s’effectue en général à la sortie de l’étage préamplificateur (TR4 de la figure 1) et comme je l’ai déjà dit, agit sur la bande passante de l’amplificateur basse fréquence.

Le type le plus couramment utilisé agit seulement sur les fréquences élevées, c’est-à-dire sur la fréquence de coupure supérieure de l’amplificateur ; s’il est du type à réglage continu, il peut être réalisé à l’aide d’un potentiomètre en série avec un condensateur (P2 et C21 de la figure 1) branchés entre le collecteur du transistor et la masse.

Le fonctionnement en est très simple. Quand le potentiomètre est tourné du côté de la résistance minimum, le condensateur se trouve branché directement entre le collecteur et la masse. La fréquence de coupure supérieure est alors réduite à une certaine valeur, déterminée par la capacité C21 (revoir la leçon théorique 22). Dans ces conditions, les fréquences élevées subissent une certaine atténuation et la reproduction sonore est plus ou moins sourde.

En tournant au contraire P2 de façon que sa résistance soit maximum, l’action de C21 est pratiquement annulé ; et le circuit se comporte comme si C21 n’existait pas. La fréquence de coupure supérieure reprend sa valeur maximum, définie par les caractéristiques des transistors utilisés. Dans ces conditions, les fréquences élevées ne sont pas atténuées et la reproduction se fait dans toute la gamme des fréquences acoustiques.

Il est évident d’autre part, qu’en tournant l’axe du potentiomètre sur des positions intermédiaires, l’action de C21 sera plus ou moins limitée et qu’ainsi la fréquence de coupure supérieure pourra être réglée à volonté entre les valeurs maximum et minimum indiquées ci-dessus. Les fréquences élevées seront atténuées d’une manière plus ou moins prononcée.

Le contrôle de tonalité, au lieu d’être continu peut aussi être réalisé sous une forme "par bonds". On peut même le réaliser sous la forme extrême à deux possibilités seulement : atténuation maximum ou nulle. Dans ce cas, le potentiomètre P2 est remplacé par un interrupteur qui met en service ou hors service, C21 en le reliant ou non au collecteur de TR4.

D’autres circuits plus complexes peuvent aussi être réalisés pour contrôler l’atténuation ou l’expansion des fréquences basses. Etant donné, qu’ils ne sont pas en général utilisés dans les récepteurs radio, mais seulement dans des chaines à haute fidélité (Hi-Fi), nous ne les traiterons pas dans cette leçon.

1 – 1 CONTRE-RÉACTION OU RÉACTION NÉGATIVE

Nous allons considérer un amplificateur, qui a un certain gain en courant (par exemple Gi = 100) et qui alimente une certaine charge Rc (par exemple un haut-parleur).

A l’aide d’un générateur, relié aux bornes d’entrée de l’amplificateur (figure 2a), nous allons injecter un signal de commande, constitué par le courant ie.

En agissant sur le potentiomètre P, nous pouvons régler la valeur du courant de commande qui attaque l’amplificateur au travers de la résistance R de forte valeur (cette valeur élevée est nécessaire précisément pour obtenir une commande en courant comme nous l’avons vu précédemment).

Réglons donc le potentiomètre pour avoir un courant de 1mA. Le courant de sortie sera alors cent fois plus grand c’est-à-dire qu’il sera de 100mA.

Supposons que nous pouvons prélever maintenant une certaine partie du signal de sortie et que nous le reportions à l’entrée de l’amplificateur. Ceci est possible en plaçant entre la sortie et l’entrée une résistance Rr comme indiqué en figure 2b. En choisissant convenablement la valeur de Rr, nous pouvons obtenir un courant ir ramené à l’entrée qui est égal à une certaine fraction du courant de sortie iu.

Si par exemple, nous faisons en sorte que ir soit égal au centième de iu, nous aurons ir égal à 1mA. Nous dirons alors que le coefficient de réaction b est égal à 1/100, c’est-à-dire que b = 1/100. Nous avons donc :

ir = b x iu = 1/100 x 100 = 1mA

Supposons maintenant que le courant ir, que nous appellerons courant de réaction, soit en opposition de phase avec le courant de commande ie délivré par le générateur.

De cette manière, le courant d’entrée de l’amplificateur, résultant de ie et de ir, sera donné par la différence entre les deux courants ci-dessus et la réaction est appelée Réaction négative ou Contre-réaction.

Si nous voulons, comme dans le cas de la figure 2b, que le courant de sortie soit encore de 100mA, il faudra faire en sorte que le courant effectif de commande de l’amplificateur (c’est-à-dire la différence entre ie et ir) soit encore de 1mA. Or comme ir = 1mA il est absolument nécessaire que ie soit égal à 2mA. Le courant effectif de commande sera alors :

ie – ir = 2mA – 1mA = 1mA

Nous voyons maintenant, que le gain effectif en courant de l’amplificateur (défini comme étant le rapport iu/ie) est dans le cas de la figure 2b (avec contre-réaction) réduit par rapport au cas de la figure 2a (sans contre-réaction). Nous avons en effet maintenant :

G'i = iu/ie = 100/2 = 50

au lieu de Gi = 100 comme auparavant.

Le gain G'i avec contre-réaction est donc d’autant plus petit par rapport au gain Gi sans contre réaction que le coefficient de contre-réaction est plus grand.

On démontre que le gain G'i est donné par la formule :

G'i = Gi/D

où D, appelé Degré de contre-réaction, est donné à son tour par la formule :

D = 1 + (b x Gi)

Dans le cas de notre exemple, nous aurons :

D = 1 + (1/(100 ) x 100) = 1+ 1 = 2

Le degré de contre-réaction est donc égal à 2 et le gain G'i est :

G'i = Gi/D = 100/2 = 50

Le degré de contre-réaction exprime donc de combien de fois le gain d’un amplificateur contre-réactionné est plus petit que le gain qu’aurait l’amplificateur en l’absence de la contre-réaction.

Jusqu’à maintenant nous avons vu qu’en appliquant une contre-réaction à un amplificateur, le gain de celui-ci diminuait, et ce d’autant plus que le degré de contre-réaction était plus élevé. Nous n’avons pas encore vu quels en étaient le ou les avantages. Il semblerait en effet à première vue, que la contre-réaction soit un non-sens, puisqu’elle réduit le gain d’un amplificateur.

L’utilisation de la contre-réaction est cependant plus que justifiée en pratique par les énormes avantages qu’elle présente.

On démontre en effet, qu’en appliquant à un amplificateur un degré de contre-réaction D, les distorsions du signal de sortie sont réduites de D fois par rapport à celles qui existent en l’absence de la contre-réaction.

On démontre encore que la fréquence de coupure supérieure d’un amplificateur contre-réactionné est d’environ D fois plus élevée que celle du même amplificateur sans contre-réaction. De même, la fréquence de coupure inférieure est D fois plus petite. Ceci signifie donc qu’en appliqaunt une contre-réaction à un amplificateur, on améliore notablement sa courbe de réponse aux fréquences basses et élevées.

Soit un amplificateur qui délivre un signal de sortie avec 10% de distorsion et dont la courbe de réponse s’étend de 100Hz à 5kHz. Appliquons à cet amplificateur, un degré de contre-réaction égal à 2 ; la distorsion va être réduite à 5% ; les fréquences de coupure vont être maintenant aux environs de 50Hz et 10kHz respectivement.

D’autre part, l’utilisation de la contre-réaction présente encore un autre avantage qui est celui d’obtenir un amplificateur moins sensible aux variations des caractéristiques, comme par exemple dans le cas du remplacement d’un transistor par un autre du même type. Ceci permet une production en série plus homogène et uniforme, sans avoir à recourir à une sélection des transistors.

On applique en général la contre-réaction sur un ou deux étages d’un amplificateur au maximum.

Si on veut appliquer la contre-réaction à plus de deux étages, on peut le faire bien sûr, mais il faut prendre de grandes précautions pour éviter des accrochages qui peuvent se produire aux fréquences élevées ou au contraire pour des basses fréquences.

Ce n’est que dans un amplificateur à un seul étage que l’on peut appliquer un fort degré de contre-réaction sans risque d’accrochage. C’est pour cette raison que l’on préfère en général contre-réactionner séparément les étages d’un amplificateur, au lieu d’appliquer une seule contre-réaction à tout l’amplificateur.

Dans les récepteurs radio, on applique très souvent la contre-réaction aux étages de basse fréquence. Pour cela, on insère une résistance entre le secondaire du transformateur de sortie et la base du transistor driver (R23 figure 1). Le degré de contre-réaction que l’on utilise en général est de l’ordre de quelques unités (5 à 10 au maximum) pour éviter une réduction trop importante du gain.


BATTERIES D'ALIMENTATION

Les circuits étudiés jusqu’à maintenant, et en général tous les appareils à transistors, peuvent être alimentés indifféremment soit par des batteries basse tension, soit par des redresseurs de courant alternatif ; mais l’utilisation des batteries est plus généralisée parce que les appareils à transistors d’emploi courant sont presque tous du type portable et les puissances absorbées pour leur alimentation sont faibles.

On peut toutefois faire remarquer que l’energie délivrée apr une batterie est beaucoup plus onéreuse que celle du réseau électrique. Ainsi par exemple, l’énergie d’une batterie de 4,5Volts que l’on utilise dans les montages expérimentaux "coûte" environ cinq cent fois celle du réseau électrique.

D’autre part, le coût est encore plus élevé pour les piles ordinaires des récepteurs portables du commerce. Il semblerait pour cette raison qu’il soit ridicule d’utiliser une batterie pour alimenter un appareil là où il y a une prise de courant alternatif et qu’il serait plus économique d’employer une alimentation redressée.

En réalité cependant, si l’on fait le calcul du taux d’amortissement d’une alimentation à redresseur, on trouve un délai d’environ trois ans, en utilisant le récepteur en moyenne deux heures par jour. Si on alimente par contre à l’aide d’une batterie un récepteur à sept transistors, on trouve une dépense de l’ordre de grandeur de celle qui est nécessaire pour alimenter en courant alternatif un récepteur classique à quatre tubes plus une valve : le prix d’une alimentation redressée ne se justifie donc pas.

C’est pour cette raison que l’emploi des piles et des batteries est largement diffusé dans les récepteurs transistorisés. C’est pour cela que je terminerai l’étude des circuits à transistors en passant en revue les principaux types de batterie.

Elles peuvent être subdivisées dans les groupes suivants :

Ces éléments sont reliés en série lorsque l’on a besoin d’une tension supérieure à celle formée par un seul élément. Ils peuvent être reliés aussi en parallèle si on a besoin de tension et de courant plus important.

Pour terminer l’étude des circuits, nous examinerons brièvement le principe de fonctionnement et la constitution des éléments des principales batteries utilisées dans les appareils à transistors selon la subdivision indiquée ci-dessus.

2 – 1 BATTERIES ÉLECTROCHIMIQUES PRIMAIRES (PILES AU CARBONE-ZINC ET AU MERCURE)

Les batteries de ce groupe se distinguent entr’elles selon la substance chimique qui les compose et suivant les réactions chimiques qui se produisent pendant leur fonctionnement, mais toutes dérivent de la pile Volta dont je vais rappeler le fonctionnement.

Si l’on immerge deux électrodes, une de zinc et l’autre de cuivre (ou de carbone), dans une solution acide (ou saline), on obtient entre ces électrodes une différence de potentiel capable d’alimenter en courant continu un circuit électrique extérieur. En d’autres termes, on peut dire que l’on a réalisé un dispositif qui fonctionne comme un "générateur de courant continu" et que ce dernier est parfaitement autonome en ce sens que l’énergie électrique est extraite des proprités chimiques des différents matériaux utilisés dans la réalisation de cette pile.

L’inconvénient principal de cette pile réside dans sa brève durée, car le courant ne se maintient pas constant, mais diminue graduellement jusqu’à s’annuler complètement et ceci très rapidement. On dit alors que la pile s’est polarisée.

Cette polarisation persite tant que l’on a pas éliminé l’hydrogène qui s’est formé sur l’électrode de cuivre (ou de carbone) pendant le fonctionnement. Cette polarisation a provoqué un accroissement considérable de la résistance inrerne de la pile et la diminution crrespondante du courant délivré.

Dans ce type de pile, pour éliminer l’hydrogène, on utilise des subtances chimiques dépolarisantes, c’est-à-dire qui sont avides du gaz qui se forme pendant le processus de polarisation. De cette façon, si on ne peut empêcher la production de l’hydrogène, on élimine cependant au fur et à mesure qu’il se forme dans la réaction chimique normale ; on assure ainsi à la pile une durée de vie beaucoup plus longue.

Les dépolarisants chimiques peuvent être liquides, solides, gazeux. Il est évident que dans les piles employées dans les appareils portables, on utilisera des dépolarisants solides ou gazeux. On peut aussi immobiliser, à l’aide de composés spéciaux, la solution acide ou saline (que l’on appelle électrolyte) interposée entre les deux électrodes, de façon à ce qu’il n’y ait pas de liquides libres susceptibles de se déplacer. On peut à ce moment utiliser la batterie sans précautions spéciales.

Les piles formées par des éléments à dépolarisant solide ou gazeux et par un électrolyte immobilisé, sont appelées dans le langage courant, des piles sèches.

La figure 3 représente un élément d’une pile sèche du type LECLANCHE, très uilisée dans les appareils portables.

L’électrode positive est constituée par un bâtonnet de carbone tandis que l’électrode négative est constituée par l’enveloppe même qui est en zinc. Comme électrolyte, on utilise une solution d’ammoniac et de chlorure de zinc immobilisée par un matériau absorbant.

On entoure l’électrode positive (carbone), par une enveloppe qui contient un mélange d’oxyde de manganèse, de graphite en poudre et de noir d’acétylène. Ce mélange fonctionne comme dépolarisant.

En général, un tel type d’élément délivre une tension de 1,5V.

Pour obtenir des tensions plus élevées, il faut relier un certain nombre d’éléments en série. Pour avoir une tension de 3V, il faut réaliser une batterie de deux éléments en série, pour 4,5V, une batterie de 3 éléments, pour 6V , 4 … et ainsi de suite.

Semblables aux précédentes du point de vue de fonctionnement, sont les batteries à éléments superposés, appelés encore WAFER ou à Eléments Pastilles représentées en figure 4.

Chaque élément d’une telle batterie (figure 4a) est constitué par une plaque de zinc de forme carrée ou rectangulaire qui constitue l’électrode négative, un papier imprégné de l’électrolyte et appliqué sur la face supérieure du zinc, et un aggloméré de carbone et de dépolarisant qui constitue l’électrode positive.

La face inférieure du zinc est recouverte par une couche de vernis noir conducteur qui a pour rôle d’empêcher les réactions chimiques entre le zinc et les pastilles successives de la batterie.

Chaque pastille est recouverte sur les côtés par du plastique isolant qui sert à empêcher l’electrolyte de s’évaporer.

Un tel élément délivre une tension constante de 1,5V ; on superpose donc un certain nombre d’éléments comme indiqué en figure 4b, et en reliant en série les différents éléments, on peut obtenir toutes les tensions requises pour alimenter les appareils à transistors.

La figure 5 représente un autre type de batterie sèche qui est la pile au mercure ; cette pile est constituée essentiellement par du zinc, de l’oxyde de mercure et de l’hydrate de potassium (soude caustique).

Les réactions chimiques ont lieu sur le zinc qui s’oxyde au contact de l’hydrate et sur l’oxyde de mercure qui est réduit en donnant du mercure métallique.

L’électrode de zinc (négatif) peut être préparée de différentes façons ; elle peut être constituée par des poudres fortement pressées en forme de cylindre creux (comme sur la figure 5), ou en disques ou sous forme de rubans de zinc très pur enroulés de façon à augmenter au maximum la surface de réaction.

L’oxyde de mercure dans le type de batterie de la figure 5, est disposé sur la couche la plus externe en contact avec l’enveloppe ; il est en général mélangés avec une fine poudre de graphite qui a pour rôle d’augmenter la conductibilité de l’électrode (positive).

L’electrolyte, l’hydrate de potassium, est immobilisé dans un matériau poreux et absorbant qui sépare l’électrode négative de l’électrode positive.

Le tout est enfermé dans une enveloppe en acier nickelé. La tension délivrée par les éléments au mercure est légérement inférieure à celle des éléments au carbone-zinc ; elle est de l’ordre de 1,3 V environ. On peut aussi réaliser avec ces éléments des batteries pour alimenter tous les appareils classiques à transistors.

2 – 2 BATTERIES ÉLECTROCHIMIQUES SECONDAIRES – (ACCUMULATEURS HERMÉTIQUES AU NICKEL CADMIUM)

Les batteries secondaires diffèrent des primaires en ce sens qu’après avoir cédé leur énergie électrique (décharge), elles peuvent à nouveau être rechargées si on les relie à un générateur approprié de courant continu.

Dans les batteries électrochimiques primaires, l’énergie électrique est obtenue à partir d’une énergie chimique par un processus irréversible : les opérations de transformation se font en sens unique.

Dans les batteries secondaires, des transformations analogues aux précédentes ont lieu, mais par contre il est possible de les inverser c’est-à-dire de reconstituer la substance chimique dans les mêmes proportions qu’au début de la décharge.

Il est à remarquer que les batteries de ce groupe, mieux connues sous le nom d’accumulateurs, sont beaucoup plus lourdes et plus encombrantes que les piles sèches. D’autre part, elles nécessitent des opérations de manutention, comme par exemple la vérification du niveau et l’addition périodique d’eau distillée ainsi que des précautions de manutention qui constituent un obstacle à leur utilisation dans les appareils du type portable.

La solution de ces problèmes ne pouvait être trouvée que dans la réalisation d’un accumulateur léger et absolument hermétique de façon à ce qu’il puisse être utilisé dans une position quelconque sans risque d’écoulement de l’électrolyte et sans obligation de retoucher périodiquement le niveau de ce dernier.

L’herméticité des accumulateurs classiques est pratiquement impossible à cause de l’apparition des gaz (oxygène et hydrogène) surtout vers la fin de la charge. Il faut donc chercher à supprimer la formation des gaz ou bien d’obtenir leur recombinaison de façon qu’il ne soit plus nécessaire de laisser ouvert les bacs.

La solution du problème a été trouvée par un nouveau procédé qui supprime complètement la libération de l’hydrgène et qui réalise la recombinaison de l’oxygène libéré avec les masses actives des électrodes ; par ce système, on évite la formation d’une pression excessive à l’intérieur de l’accumulateur et on peut fermer hermétiquement l’enveloppe.

Les électrodes sont du type nickel-cadmium, déjà employés dans d’autres types d’accumulateurs. La masse active de l’électrode positive est constituée par de l’hydroxyde de nickel, tandis que celle de l’électrode négative est formée par du cadmium et du fer finement broyés et mélangés. L’electrolyte est contituée par une solution de potasse caustique très pure.

La figure 6 illustre trois types d’accumulateurs hermétiques. Le type de la figure 6a se présente sous la forme d’une capsule métallique et qui par simple superposition permet de réaliser des batteries de tension quelconque ; ces éléments, de capacité relativement faible, peuvent remplacer les piles sèches à éléments plats utilisés surtout dans de petits appareils de prothèse auditive.

Le type de la figure 6b se présente sous la forme cylindrique et est contitué par des éléments de capacité un peu plus grande que celle du type précédent ; ce type peut remplacer les piles cylindriques classiques utilisées dans les récepteurs radio.

Le type de la figure 6c en forme de prisme à section carrée ou rectangulaire possède une capacité encore plus grande que celle des types précédents ; il peut donc servir à alimenter des appareils portables qui absorbent déjà une certaine puissance, beaucoup plus importante que celle qui est consommée dans les récepteurs à transistors classiques.

On peut voir en figure 6, par des coupes appropriées, les détails de construction des différents types ; le principe de fonctionnement ne diffère pas d’un type à l’autre. Tous délivrent en régime de décharge, une tension de 1,22V, et sont rechargés sous une tension comprise entre 1,35 à 1,50V.

2 – 3 BATTERIES SPÉCIALES – (PILES SOLAIRES ET RADIO-ACTIVES)

Pour conclure cette brève étude sur les batteries, nous allons examiner la constitution des piles solaires et des piles radio-actives (figure 7), qui actuellement ont trouvé des applications dans les appareillages transistorisés des missiles, des satellites artificiels et des navires cosmiques.

Le principe de fonctionnement de ces deux types de batterie est semblable ; on les appelle d’ailleurs quelquefois des "Radio-batteries".

Une radio-batterie est constituée essentiellement d’une jonction P-N de silicium ou d’un autre semi-conducteur, ou bien d’un système de jonctions P-N reliées en série entr’elles, ou en parallèle, ou en série-parallèle.

Si la jonction P-N est exposée à la lumière, ou en général à des radiations (comme par exemple celles qui sont émises par une substance radio-active), il apparait à ses bornes une différence de potentiel qui peut être utilisée comme force électromotrice.

En se basant sur ce principe, il a été possible de trouver la solution à un problème posé depuis tous les temps, c’est-à-dire d’utiliser en partie l’énorme réserve d’énergie constituée par la lumière solaire (il suffit en effet de penser que l’énergie solaire rayonnée sur la terre a une puissance moyenne de quelques 1000 W par mètre carré).

Il a été d’autre part possible de réaliser sur le même principe des piles de durée très grande, en utilisant des matériaux radio-actifs produits artificiellement par des procédés de physique atomique.

On a réalisé récemment aux Etats-Unis une petite batterie radio-active dont la durée, calculée théoriquement, devrait être de l’ordre de trente ans.

On peut prévoir facilement qu’avec les progrès techniques actuels, on pourra réaliser bientôt des batteries solaires et radio-actives utilisables dans les appareils d’usage courant. Pour le moment cependant, de telles batteries sont encore trop coûteuses et ne peuvent être utilisées couramment.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 28ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Que provoque la contre-réaction sur le gain de l’amplificateur ?

2 – Comment appelle-t-on encore la contre-réaction ?

3 – Quels sont les avantages de la contre-réaction ?

4 – Qu’indique le degré de contre-réaction ?

5 – Si le gain d’un amplificateur en l’absence de contre réaction est de 1000 et si le degré de contre-réaction est 10, quelle est la valeur du coefficient de réaction ?

6 – Un amplificateur en l’absence de contre-réaction, a un gain de 80, une bande passante s’étendant de 50Hz à 10.000Hz et une distorsion de 5%. On lui applique un degré de contre-réaction de 5. Quelles sont les nouvelles valeurs du gain, de la distorsion et de la bande passante ?

7 – Quels sont les éléments essentiels d’une pile sèche ?

8 – Par quoi les accumulateurs se distinguent-ils des batteries dites primaires ?

9 – Comment est constituée une batterie solaire ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 27ème LEÇON THÉORIQUE

1 – L’amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) est du type sélectif et accordé sur la fréquence de la FI (par exemple 480kHz).

2 – Le détecteur délivre un signal constitué d’une composante continue proportionnelle à l’intensité du signal reçu et d’une composante alternative dont l’allure suit celle de l’enveloppe de modulation ; cette dernière composante constitue le véritable signal BF utile.

3 – La constante de temps d’un circuit RC est donnée par le produit de la valeur de R, par la valeur de C.

4 – La constante de temps exprime le temps qui s’écoule pour que la tension aux bornes de C se réduise de 2,72 fois, quand C se décharge dans R

5 – R = 1 MΩ = 106 Ω

C = 250 pF = 250.10-12

d’où RC = 106 x 250.10-12 = 250.10-6 seconde = 250µS.

6 – Le RAS sert à régler de façon automatique la sensibilité du récepteur en fonction de l’intensité du signal reçu.

7 – En l’absence de modulation le condensateur C du circuit de détection se charge à la valeur crête de la porteuse FI.

8 – Dans un récepteur à transistors, la tension RAS doit être positive par rapport à la masse de façon à réduire le gain du transistor HF en présence d’un signal intense.

9 – Au bout d’un temps égal à la constante de temps, la tension aux bornes du condensateur s’est réduite à 36,7% de sa valeur primitive de départ.

Fin de la leçon 28


LECON 29

CIRCUITS D’ALIMENTATION

Après l’étude des circuits à transistors, il convient d’examiner aussi les circuits que l’on peut réaliser avec des diodes cristal en vue de certaines applications en technique radio.

Je vous ai dit dans la sixième leçon théorique que la diode cristal pouvait être utilisée en Redresseur en la faisant travailler dans sa caractéristique directe et dans la partie horizontale de sa caractéristique inverse ; elle pouvait aussi être utilisée en Stabilisatrice de tension si on la faisait travailler dans la partie verticale de sa caractéristique inverse, c’est-à-dire à la tension Zener. Elle pouvait aussi être considérée comme un condensateur variable, si elle travaillait dans la région horizontale de sa caractéristique inverse.

Mais ce ne sont pas les seules applications possibles. On peut encore utiliser la diode comme une Résistance variable en la faisant travailler dans la région coudée de la caractéristique directe où la résistance varie avec le point de fonctionnement. Si on exploite sa propriété appelée "Effet Tunnel", on peut l’utiliser comme mélangeuse, oscillatrice ou comme élément de commutation dans les circuits à deux positions stables. Elle peut enfin être utilisée comme une diode photorésistante dans un circuit de commande si on exploite sa sensibilité à la lumière.

Entre toutes ces applications possibles, les deux plus importantes en pratique radio-électrique sont les deux premières, c’est-à-dire comme redresseuse et stabilisatrice.

Les redresseurs à cristal de silicium ou de germanium sont devenus de nos jours d’un emploi courant, étant donnés leur sécurité dans le fonctionnement, leur rendement élevé et leur encombrement réduit.

Toutefois ils présentent des limitations et en particulier ils sont très sensibles aux surcharges ; il convient donc d’examiner soigneusement leur fonctionnement, afin de savoir comment les utiliser avec toute la sécurité nécessaire.

Les diodes Zener sont devenues d’un emploi courant comme stabilisateur de tension et comme éléments aptes à délivrer des tensions de référence dans les alimentations stabilisées. Nous étudierons donc un régulateur de tension simple, dans lequel nous mettrons bien en évidence les caractéristiques électriques générales de la diode Zener et les limitations qui lui sont propres.

Avant de commencer l’étude des circuits redresseurs les plus simples il faut se rappeler que la tension alternative du secteur a une fréquence de 50 Hz, correspondant à une période de 20 mS (son allure sinusoïdale a été représentée en figure 1 de la théorique 15).

En général, cette tension est exprimée par sa valeur efficace ; la valeur de crête (ou valeur maximum ou valeur de "pic") et la valeur de crête-crête sont données par les formules suivantes :

vp = 1,41 Veff   et vpp = 2 vp

Si la tension du secteur est de 220 V (efficace), on aura :

vp = 1,41 x 220 = 310 V (environ)

vpp = 2 x 310 = 620 V (environ)

Si la tension alternative est 4,5 V (en utilisant par exemple un transformateur abaisseur) on aura :

vp = 1,41 x 4,5 = 6,3 V (environ)

vpp = 2 x 6,3 = 12,6 V (environ)

La valeur de crête d’une tension alternative que l’on peut redresser peut servir, par exemple, à déterminer la valeur maximum du courant direct de la diode dans ses conditions de fonctionnement normales, tandis que la valeur de crête-crête servira à déterminer la tension inverse maximum qui sera appliquée aux bornes de cette même diode.

Rappelons brièvement les définitions relatives aux tensions et aux courants dans une diode.

La tension qui apparait pendant le fonctionnement sur l’anode (figure 1, Théorique 6) peut être positive ou négative par rapport à la cathode. Quand la tension est positive, on dit que la polarisation est directe et que la diode travaille dans la région de sa caractéristique directe (figure 3, Théorique 6) : elle présente dans ce cas, une résistance minimum au passage du courant. Quand au contraire la tension de l’anode est négative par rapport à la cathode on dit que la diode est polarisée en inverse : elle travaille alors dans la région de sa caractéristique inverse et offre au passage du courant, une résistance maximum.

Pour se souvenir facilement de ces définitions, il suffit de remarquer que la tension directe est celle qui est positive et que la tension inverse est celle qui est négative, en prenant toujours comme référence le potentiel de la cathode.

Comme pour les tensions, on distingue le courant direct et le courant inverse ; le premier va de l’anode vers la cathode lorsqu’une tension directe est appliquée ; le second va en sens opposé du premier (cathode-anode) lorsqu’une tension inverse est appliquée.

Nous allons passer maintenant à l’étude des circuits.

1 - REDRESSEUR A UNE ALTERNANCE

Le circuit redresseur le plus simple que l’on puisse imaginer est constitué par une diode en série avec un condensateur ou une résistance (figure 1).

En pratique, il n’existe pas de charges purement résistives ou capacitives ; mais il convient d’examiner séparément ces deux cas, car ainsi nous pourrons bien mettre en évidence les limites de tension et de courant entre lesquelles la diode devra fonctionner.

1 – 1 REDRESSEUR A CHARGE CAPACITIVE

On considère le schéma de la figure 1a, où sont représentés une diode et un condensateur reliés en série par rapport au générateur délivrant la tension alternative VE.

Entre ces éléments on a placé une résistance Rt qui a pour rôle de limiter le courant de charge du condensateur au moment de la fermeture de l’interrupteur (ce courant au départ est très intense et peut détruire la structure de la diode).

Lorsque l’alternance positive de la tension VE arrive au point A, la diode se rouve polarisée dans le sens direct et le courant direct qui en résulte charge le condensateur à la tension continue VC. Cette tension s’accroît lorsqu’arrivent les alternances positives successives (étant donné que la charge du condensateur augmente) et au bout d’un certain temps elle atteint une valeur égale à la valeur crête de la tension d’entrée. Ainsi, si la tension d’entrée est de 220 V (volts efficaces), VC atteindra 220 V x 1,41 = 310 V (continus) environ. Cette dernière valeur correspond, comme nous l’avons vu tout à l’heure à la valeur de crête de la tension alternative.

Supposons que la tension à la sortie VC a atteint sa valeur de régime, c’est-à-dire qu’elle est continue et constante comme le montre le graphique de la figure 2.

Dans ces conditions, lorsque VE après avoir atteint la valeur de crête positive (point 1), commence à diminuer, la tension VDp appliquée à la diode (figure 1a) commence à croître parce que du côté de la cathode, le condensateur maintient le potentiel (qui est positif) tandis que sur l’anode le potentiel décroît : la tension appliquée à la diode se trouve être négative ; c’est donc une tension inverse (-VDp).

La tension inverse -VDp continue à croître pendant l’alternance négative et atteint sa valeur maximum (-VDpp) lorsque la tension d’entrée prend sa valeur de crête négative (point 2).

Sur le graphique de la figure 2, on peut voir immédiatement que –VDpp est égal à la valeur de crête à crête (VEpp) de la tension d’entrée VE. Ainsi, lorsque l’on connait la valeur efficace (ou la valeur de crête) de VE, on peut calculer facilement la valeur maximum de la tension inverse qui sera appliquée à la diode.

La tension inverse maximum qu’une diode peut supporter est toujours indiquée dans les données techniques des constructeurs.

Celle-ci correspond à un point de la caractéristique inverse qui est choisi avec une certaine marge de sécurité par rapport à la région où se produit le phénomène de ZENER (théorique 6) et où il y aurait un accroissement rapide du courant inverse et une destruction interne de la diode.

Lorsque l’on connait la valeur maximum admissible – VDpM, on peut calculer facilement la valeur efficace de la tension maximum d’entrée VEM par la formule :

VEM (valeur efficace) = -VDM/2,82

Ainsi pour la diode au silicium OA 211, la valeur maximum admississible est de 800 V et pour la diode au germanium OA 95 elle n’est que de 115 V. En appliquant la formule précédente, nous obtenons :

VEM = 800/2,82 = 283 (volts efficaces) pour la diode au silicium

VEM = 115/2,82 = 41 (volts efficaces) pour la diode au germanium

Si nous utilisons une diode OA 211, nous pourrons appliquer à l’entrée du redresseur sous charge capacitive, une tension secteur quelconque inférieure à 283 V , avec une diode OA 95, la tension d’entrée ne devra en aucun cas dépasser 41 V.

Il est intéressant de remarquer, que dans le circuit de la figure 1a, la diode se trouve toujours polarisée en inverse à partir de l’instant où la charge du condensateur est terminée ; à ce moment, le circuit n’est parcouru que par un très faible courant inverse, pratiquement négligeable. Ceci est dû au fait que le condensateur conserve sa charge et que la tension de sortie VC se maintient à une valeur que l’on peut considérer comme étant la valeur de crête de la tension positive d’entrée.

1 – 2 REDRESSEUR CHARGÉ PAR UNE RÉSISTANCE PURE

Nous considérons maintenant le schéma de la figure 1b, où la charge est constituée par la résistance R.

Dans le projet d’utilisation de la diode sous charge capacitive, le problème le plus important était la tension maximum inverse, -VDpM ; maintenant que la charge est une résistance pure, le problème est de connaître le courant maximum direct que peut supporter la diode en fonctionnement. En effet, tandis que dans le premier circuit on avait passage du courant direct seulement pendant la charge du condensateur, dans le second, on a passage du courant direct (Id) chaque fois qu’arrive sur l’anode une alternance positive de la tension d’entrée VE. En effet, tandis que la tension de sortie VC se maintient continue et variable (en ce sens qu’elle suit exactement l’allure du courant Id) dans le cas de la figure 1b.

Quand sur la borne A (figure 1b) arrive l’alternance positive de VE, la diode se trouve polarisée en sens direct ; le courant qui traverse le circuit est le courant direct Id. Ce courant parcourt la résistance R et détemine une chute de tension VR aux bornes de celle-ci.

Quand par contre sur la borne A arrive l’alternance négative, la diode se trouve en polarisation inverse ; toute la tension d’entrée s’établit aux bornes de la diode en provoqaunt un courant inverse très faible ; donc la chute de tension aux bornes de R est négligeable devant la tension de sortie VR.

Pour étudier le fonctionnement de ce circuit, il faut encore tenir compte de ce que l’intensité du courant direct dépend des valeurs de la tension d’entrée et de la résistance totale du circuit. Cette résistance totale est donnée par la résistance de charge et par la résistance dynamique de la diode.

Nous allons recourir, dans l’étude qui va suivre, à la méthode graphique (figure 3) qui permet de réunir en une seule représentation les lois qui régissent les grandeurs caractéristiques du circuit lorsque celui-ci fonctionne en polarisation directe de la diode. Nous étudierons après les conditions en polarisation inverse.

Le circuit de la figure 1b est représenté complètement dans le graphique de la figure 3, par les données suivantes :

La caractéristique directe a été dessinée selon les données du constructeur.

La tension d’entrée est représentée par l’alternance positive d’un signal sinusoïdal par rapport à l’axe des temps t (axe vertical) et à l’axe horizontal VDp (commun, lui, avec l’axe VDp de la caractéristique). Les droites de charge sont toutes parallèles puisqu’elles représentent la même résistance (R = 210Ω) et que par conséquent elles ont toutes la même pente.

Pour vérifier que ces droites de charge représentent effectivement la résistance de 210Ω, il suffit de prolonger l’une d’elle, par exemple celle qui passe par le point de fonctionnement L jusqu’à ce qu’elle coupe laxe Id au point D ; on peut lire ainsi la valeur de la tension au point A sur l’axe VDp et la valeur du courant au point D sur l’axe Id.

Dans le cas de l’exemple, la tension est égale à la valeur de crête, (VEp = 6,3 V) de la tension d’entrée et le courant est de 30mA environ.

Cette opération équivaut à supposer que la diode est en court-circuit et que toute la tension d’entrée (valeur de crête) est appliquée à la résistance R = 210Ω ; le courant qui est ainsi déterminé est celui qui passerait dans la résistance de charge si on appliquait à cette dernière, une tension de 6,3 V.

Connaissant les valeurs de la tension (6,3 V) et du courant (30mA = 0,03 A) on peut vérifier que la valeur de R est bien donnée par la formule de la loi d’ohm :

R = V/I = 6,3/0,03 = 210Ω

Vous pouvez vérifier facilement que la valeur correspondant aux autres droites de charge parallèles reste la même : en effet, toutes les droites parallèles à la droite AD déterminent des segments proportionnels sur les axes ce qui fait que le rapport tension/courant (V/I) reste le même (R = 210Ω).

On peut maintenant déterminer facilement sur la caractéristique directe les points de fonctionnement de la diode pour chaque valeur de la tension d’entrée VE.

Entre les différentes valeurs de VE, quelques-unes sont particulièrement importantes, comme celles par exemple qui correspondent aux points 0 et 6 (zéro volt), 1 et 5 (3,15 V), 2 et 4 (4,5 V = VEeff), 3 (6,3 V = VEp). Ces points sont ceux de l’alternance positive du signal d’entrée.

Aux points 0 et 6 correspond le point de fonctionnement 0 de la caractéristique ; pour ces points, la tension et le courant direct sont égaux à zéro.

Aux points 1 et 5 correspond le point de fonctionnement L’’, pour lequel la tension directe VDp est égale à 1 V environ et le courant direct Id à 10mA environ.

Aux points 2 et 4 correspond le point de fonctionnement L’ pour lequel la tension directe VDp est égale à 1,3 V environ et Id à 15mA.

Enfin au point 3 correspond le point de fonctionnement L qui est le maximum en ce sens qu’il correspond à la tension de crête de la tension d’entrée. Pour ce point, on obtient la valeur maximum de la tension directe (VDpp = 1,6 V) et la valeur maximum du courant direct (IDp = 22,5mA).

Nous pouvons représenter la tension directe sur le même graphique que celui représentant la tension d’entrée ; les points correspondant sont repérés 0, 1’, 2’, 4’, 5’ et 6. Cette courbe donne l’allure de la tension directe aux bornes de la diode.

Nous pouvons aussi représenter le courant direct Id en reportant les points 0’’, 1’’, 2’’, 3’’, 4’’, 5’’ et 6’’. Cette courbe donne l’allure du courant direct dans la diode.

Outre les points de fonctionnement L’’, L’ et L, il convient de considérer encore le point de fonctionnement Lo qui se trouve dans la région de courbure de la caractéristique.

En correspondance avec le point Lo, on lit la tension directe de la diode VDps, dite tension de Seuil qui est une donnée caractéristique de chaque type de diode, car elle indique la limite inférieure de la tension VDp où le rendement du redresseur est pratiquement égal à zéro. Connaissant VDps (pour les diodes au germanium, elle est au maximum égale à 0,5 V, tandis que pour les diodes au silicium elle est de l’ordre de 0,8 V), on peut déterminer Lo ; ensuite, à l’aide de la droite de charge qui passe par Lo, on trouve la valeur de VEs qui correspond au point d’intersection de cette droite de charge avec l’axe VDp. La valeur de VEs indique la valeur de la tension d’entrée qui détermine aux bornes de la diode une tension directe égale à la valeur du seuil.

La détermination de VEs est très importante dans le cas où l’on veut redresser une tension très basse (de quelques volts) comme dans l’exemple vu ci-dessus ; en effet, plus la tension appliquée à la diode est faible, plus son rendement sera bas (le rendement est le rapport entre la tension de sortie et la tension d’entrée du circuit).

En général, pour que le rendement du redresseur soit élevé, il faut que la valeur de crête de la tension sinusoïdale d’entrée soit à peu près dix fois la valeur de VEs. Dans le cas de l’exemple, VEs est de l’ordre de 0,6 V (environ) et la valeur de crête de la tension d’entrée est supérieure à 6 V (VEp = 6,3 V).

Encore plus importante que la tension de seuil, est la valeur maximum du courant direct admissible (IDM), pour une marge de sécurité suffisante pour la diode.

Les renseignements techniques sur la diode OA 95 donnent un courant IDM = 150mA, valeur déterminée pour une tension VE sinusoïdale ; ainsi, dans le cas de notre exemple, où le courant maximum est IDp = 22,5mA, la marge de sécurité est très grande.

Nous avons étudié jusquà maintenant le fonctionnement du circuit de la figure 1b pendant la polarisation directe de la diode ; pour conclure cette étude, encore faut-il voir ce qui se passe lorsque ce même circuit se trouve en polarisation inverse, c’est-à-dire lorsque sur son anode arrive l’alternance négative de la tension d’entrée.

Quand la diode est polarisée en inverse, la chute de tension aux bornes de R est pratiquement négligeable, car le courant inverse qui traverse la résistance est lui-même extrêmement faible ; ainsi presque toute la tension d’entrée se touve aux bornes de la diode et correspond à la tension inverse. Dans ces conditions, nous pourrons retenir que la tension inverse maximum est égale à la valeur de crête de VE (VEp = 6,3 V) comme il en résulte sur le graphique de la figure 4.

En nous rappelant ce qui advenait pour un circuit chargé par une capacité pure, nous voyons immédiatement que dans ce dernier cas, la tension inverse maximum est plus faible (en effet dans le circuit à charge capacitive, - VDpp était égale à la valeur de crête à crête de VE (figure 2). Nous en déduirons que dans le circuit actuel, nous pourrons appliquer une tension d’entrée maximum double de celle que l’on pouvait admettre lorsque la charge était purement capacitive. Nous pourrons ainsi appliquer une tension de 82 volts efficaces au lieu des 41 V calculés précédemment pour la diode OA 95 et 566 volts efficaces au lieu de 283 V pour la diode au silicium OA 211.

Si nous voulions ainsi augmenter la tension d’entrée de 4,5 V à 82 volts (pour la diode OA 95), nous devrions aussi augmenter la valeur de la résistance de charge jusqu’à 546Ω afin d’éviter que le courant direct (Id) ne dépasse la valeur maximum admissible.

Je vous ai représenté aussi dans le graphique de la figure 4 l’allure de la tension de sortie VR ; il suffit de remarquer que son allure est la même que celle du courant Id, puisqu’elle est constituée par la chute de tension dûe au passage de Id dans la résistance R (VR = R x Id). Ainsi, sa valeur est proportionnelle à tout moment à l’intensité du courant et les deux formes d’ondes sont donc parfaitement identiques.

1 – 3 REDRESSEUR CHARGÉ PAR RÉSISTANCE ET CAPACITÉ

Le circuit de la figure 1a peut être modifié comme indiqué à la figure 5a où une résistance R a été placée en parallèle sur le condensateur C. Le transformateur qui délivre la tension d’entrée VE a été représenté aussi.

La résistance R peut-être remplacée par l’appareil que l’on désire alimenter par le courant redressé (Io).

Si R est infiniment grand, le courant Io est pratiquement négligeable : on retrouve alors les conditions de fonctionnement décrites dans le circuit à charge purement capacitive. Dans ce cas, la tension de sortie Vo est continue et constamment égale à la valeur de crête de la tension d’entrée VE. Ces conditions peuvent être vérifiées chaque fois que la charge n’absorbe pas de courant et que le redresseur fonctionne à vide. Dans ce cas, il faut tenir compte dans le projet de la tension inverse maximum (-VDpM) admissible par la diode.

Lorsque la charge absorbe un certain courant, la tension à la sortie ne reste plus parfaitement constante, mais présente une ondulation Vr (figure 5b) appelée Tension de ronflement ; d’autre part, la valeur de Vo est inférieure à la valeur de crête de la tension à l’entrée à cause de la chute de tension aux bornes de la diode et de la résistance Rt qui représente la résistance du transformateur.

On peut dire que ces nouvelles conditions de fonctionnement sont intermédiaires entre celles des circuits chargés par une capacité seule ou par une résistance seule. Toutes les limitations que nous avons vues au sujet des circuits de la figure 1 restent évidemment valables.

Pour expliquer l’allure particulière de la tension de sortie Vo et surtout la présence de la tension de ronflement Vr, il faut considérer le fonctionnement du condensateur après l’adjonction de la résistance R dont la valeur est notablement plus faible que celle de la résistance inverse de la diode.

Nous allons suppposer qu’au départ la tension de sortie Vo est continue et égale à la valeur de crête VEp de la tension d’entrée, c’est-à-dire que le redresseur fonctionne à vide.

Lorsque l’on branche la résistance R, le condensateur commence à se décharger dans R et la tension diminue à une vitesse qui est fonction de la valeur de la constante R x C (où la résistance est exprimée en ohms et la capacité en farads) jusqu’à ce qu’elle devienne égale à nouveau à la valeur de la tension alternative VE. On suppose que cette égalisation a lieu à l’instant to. Comme les tensions d’entrée et de sortie sont égales, la tension appliquée aux bornes de la diode est nulle et le courant Id est nul lui aussi. Mais à partir de to, la tension VE augmente en suivant une allure sinusoïdale ; la diode se trouve alors polarisée dans le sens direct et un courant Id traverse le circuit. Le courant se partage en IC qui recharge le condensateur et Io qui alimente la charge résistive et fait ainsi croître la tension de sortie Vo. Quand, après avoir atteint la valeur de crête, la tension VE va commencer à décroître, le courant Id va diminuer aussi, et va finir par s’annuler en même temps que va s’annuler la différence existant entre les tensions d’entrée et de sortie.

A partir de cet instant et pendant toute la durée du cycle, la diode va se trouver polarisée en inverse et il n’y aura plus passage de courant de l’entrée vers la sortie (Id = 0).

Cependant le courant Io qui alimente la charge résistante ne va pas s’annuler et la tension Vo non plus, car intervient alors la décharge du condensateur. Celui-ci en effet ne peut se décharger dans la résistance inverse de la diode (qui est très élevée) ; il ne peut donc se décharger que dans la résistance de charge R.

La tension à la sortie continue à diminuer et atteint une valeur d’autant plus basse que la constante de temps (égale au produit R x C) est plus faible. A un certain moment arrive une nouvelle alternance positive de VE ; la tension inverse de la diode s’annule et commence un nouvel intervalle de temps où il y a à nouveau passage du courant direct. La tension à la sortie recommence à augmenter suivant l’allure déjà vue.

Si l’on observe le graphique de la figure 5b, on remarque que pour chaque cycle de la tension d’entrée VE, c’est-à-dire pendant les 20 mS qui séparent to et t’o, on a un cycle complet de la tension de ronflement Vr ; on en déduit que VE et Vr ont même fréquence (f = 50 Hz).

Si l’on veut obtenir à la sortie une tension à faible ondulation (comme celle qui est nécessaire pour alimenter un amplificateur basse fréquence ou un récepteur radio), il faut que la constante de temps de la charge (R x C) soit inférieure ou au plus égale au rapport 10/f, où f est la fréquence de la tension alternative VE.

Pour un réseau à 50 Hz, la valeur de la constante de temps nécessaire doit être de :

10/50 = 0,2 s (= 200.000 µS).

Si la résistance de charge est de 500Ω, la capacité du condensateur doit-être :

C = 0,2/R = 0,2/500 = 0,0004 F (= 400 µF).

En connaissant C, R et la fréquence de VE (qui en général est 50 Hz), on peut déterminer le pourcentage de la valeur efficace de la tension de ronflement Vr par rapport à la valeur moyenne Vo (figure 5b) de la tension de sortie, en prenant la formule suivante :

X = 6,28 x f x C x R

où f est en hertz, C en farad, R en ohm.

et en utilisant le graphique pour redressement à une alternance représenté en figure 6.

Pour une fréquence de 50 Hz, une capacité de 0,0004 F (=400 µF) et une résistance de 500Ω, on obtient :

X = 6,28 x 50 x 0,0004 x 500 = 6,28 x 0,02 x 500 = 6,28 x 10 = 62,8

En reportant cette valeur sur l’axe horizontal du graphique, on déterminera la valeur de la tension de ronflement, en pourcent par rapport à la tension continue de sortie. Dans l’exemple, la tension de ronflement est égal à 2% (environ) de la tension Vo qui alimente la charge.

Si l’on augmente la capacité du condensateur, on peut diminuer la valeur de la tension de ronflement.Ainsi, si l’on prend un condensateur de 800 µF, à la place de 400 µF, la valeur de X est doublée (125,6 au lieu de 62,8) et on trouve que la tension de ronflement n’est plus que de 1% environ.

Inversement, si la résistance de charge diminue, c’est-à-dire que le courant délivré par le redtresseur augmente, la valeur de la tension de ronflement augmente. Ainsi, si le courant délivré est doublé (lorsque la résistance de charge est deux fois plus faible) la valeur de X est divisée par 2 (31,4 au lieu de 62,8) ; la tension de ronflement passe de 2% à 4% environ.

Une caractéristique importante de la diode est la valeur maximum IDM du courant direct. Dans le cas du redresseur à charge capacitive et résistive, la valeur de crête du courant redressé (pour une valeur égale de la tension moyenne), augmente notablement ; on doit donc réduire le courant moyen redressé de façon que le courant de crête dans la diode ne dépasse la valeur maximum admissible. Il peut aussi arriver que le courant continu maximum que l’on peut obtenir avec un circuit déterminé soit limité par la valeur IDM ou bien que la limitation provienne de la tension inverse maximum –VDpM.

Les deux limitations ne sont pas indépendantes ; de plus, il faut encore tenir compte de l’échauffement de la diode, produit par le passage du courant direct et inverse. Par effet de cet échauffement, les deux valeurs –VDpM et IDM subissent des réductions sensibles ; il faut donc en tenir compte aussi dans le calcul du courant continu maximum que l’on doit admettre dans la charge.

En pratique, pour utiliser correctement la diode dans un circuit redresseur il convient de considérer la caractéristique de charge qui représente l’allure de la tension continue (Vo) en fonction du courant continu délivré (Io).

La caractéristique de charge est donné par le constructeur pour un circuit d’utilisation type. Elle permet d’établir immédiatement la valeur maximum de la tension d’entrée que l’on peut appliquer au circuit, la valeur maximum du courant moyen redressé, la chute de tension qui se produit aux bornes de la diode et la résistance de protection Rt qu’il faut utiliser pour toute valeur du courant délivré. Ainsi, par un simple calcul basé sur la loi d’ohm, on peut déterminer rapidement la résistance de charge minimum admissible.

Je vous ai reporté en figure 7, le schéma d’un redresseur à une alternance et la caractéristique de charge qui s’y rapporte.

La diode utilisée est une OA 214 ; elle admet une tension inverse maximum (-VDpM) de 700 V et un courant redressé maximum (Io) de 500mA.

La valeur de Io peut être vérifiée immédiatement en lisant la valeur maximum reportée sur l’axe horizontal (500mA)

D’autre part, sur l’axe vertical, on peut lire la valeur de la tension maximum présente à la sortie (307 V) quand le redresseur fonctionne à vide.

En doublant cette valeur (2 x 307 = 614 V) on trouve que la valeur de la tension inverse maximum appliquée à la diode est nettement inférieure aux 700 V (= -VDpM) qu’indique le constructeur de la diode. Je signale que 307V correspond à peu de chose près à la valeur de crête d’une tension secteur de 200 Veff .

Il est intéressant de calculer maintenant la valeur de la résistance de charge qui correspond à un courant délivré Io.

Pour cela, il suffit d’appliquer la formule R = V/I (loi d’ohm).

Par exemple, si Io = 0,05 A (= 50mA) et Vo = 300 V, la résistance de charge sera :

R = 300/0,05 = 6000Ω

On déterminerait de la même manière que dans le circuit de la figure 7, la résistance de charge minimum que l’on peut admettre et qui correspondrait à un courant Io maximum, est égale à 520Ω environ.

Inversement, si l’on connait la valeur de la résistance de charge, on peut déterminer directement sur le graphique la valeur de la tension et du courant de sortie.

Pour tracer la droite de charge R, il suffit de déterminer un seul point et de joindre celui-ci à l’origine 0 du système d’axes.

Ainsi, si R = 1000Ω, on détermine le point A de la droite de charge qui représente R, en se fixant par exemple la tension V = 100 V et en calculant le courant qui y correspondrait.

I = V/R = 100/1000 = 0,1 A = 100mA

Ayant déterminé le point A (qui appartient obligatoirement à la droite de charge), il suffit de le joindre à l’origine 0 et de prolonger la droite jusqu’à son intersection B avec la caractéristique.

Les valeurs qui correspondent au point B indiquent respectivement la tension de sortie (Vo = 280 V) et le courant de sortie (Io = 280mA) qui alimentent la charge de 1000Ω.

En examinant la caractéristique d’un redresseur, il est important de remarquer comment varie l’allure de la tension de sortie lorsque le courant absorbé par la charge augmente.

En passant de 0 à 100mA, la chute de tension est de 14 V ; de 100mA à 200mA, la chute de tension est de 10 V ; de 200 à 300mA, elle est de 7 V ; de 300 à 400, puis de 400 à 500mA, elle reste à 7 V.

En comparant ces valeurs, on voit immédiatement que la chute de tension est plus importante dans le début de la caractéristique ; ceci est dû à la courbure de la caractéristique de la diode ; on a donc une résistance dynamique plus grande lorsque l’on travaille avec des tensions directes proches de la valeur du seuil. Plus loin, la chute de tension diminue et tend à se stabiliser à une valeur de 7 V pour chaque intervalle de 100mA.

La variation de la tension de sortie en fonction de la charge peut être indésirable si l’on désire alimenter un circuit à tension constante. On est souvent obligé de recourir à des systèmes particuliers de stabilisation qui réduisent ces variations à des limites fixées à l’avance.

Dans la prochaine et dernière leçon, nous étudierons les circuits redresseurs à double alternance, les doubleurs de tension et le circuit fondamental de stabilisation des tensions par utilisation des propriétés des diodes Zener.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 29ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Comment calcule-t-on la valeur maximum de la tension inverse appliquée à une diode redresseuse à charge purement capacitive (ou à capacité et résistance), lorsque l’on connait la valeur de crête de la tension à l’entrée ?

2 – Quelle est la valeur maximum de la tension inverse appliquée à une diode redresseuse à charge purement capacitive, lorsque la tension à l’entrée est donnée en volts efficaces ?

3 – Qu’appelle-t-on tension de seuil d’une diode ?

4 – Lorsque l’on connait la valeur maximum admissible (-VDpM) de la tension inverse d’une diode, comment peut-on calculer la valeur efficace de la tension maximum d’entrée VEM ?

5 – Lorsque l’on diminue la résistance de charge d’un redresseur, est-ce que la tension de ronflement diminue aussi ?

6 – On désire obtenir un taux de ronflement de 1% (redresseur à une seule alternance). Quelle est la capacité que l’on doit utiliser si la résistance de charge est 1000Ω (secteur à 50 Hz) ?

7 – Quelle est la tension de ronflement dans le circuit précédent, si la tension de sortie est 250 V ?

8 – En utilisant le graphique de la figure 7, déterminer le courant Io et la tension Vo pour une charge de 667Ω ?

9 – Est-ce que la tension de sortie d’un redresseur dépend du courant qui alimente la charge ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 28ème LEÇON THÉORIQUE

1 – La contre-réaction diminue le gain d’un amplificateur.

2 – La contre-réaction est encore appelée Réaction négative. La réaction positive, rappelons-le, est utilisée dans les oscillateurs.

3 – Les principaux avantages de la contre-réaction sont : réduction des distorsions introduites par l’amplificateur et extension de la bande de fréquence.

4 – Le degré de contre-réaction indique de combien de fois est réduit le gain de l’amplificateur contre-réactionné par rapport au gain qu’il présenterait en l’absence de contre-réaction

5 – Il suffit d’appliquer la formule :

D = 1 + (b x G)

où D = 10 et G = 1000

d’où D – 1 = b x G

et b = (D-1)/G = (10-1)/1000 = 9/1000

6 – Le degré de contre-réaction est D = 5

Le gain de l’amplificateur avec contre réaction est :

G’ = G/(D ) = 80/5 = 16

La distorsion est maintenant réduite à (5%)/5 = 1%

La bande passante s’étend de 10 Hz à 50.000 Hz

7 – La pile sèche est constituée en général par deux électrodes (une positive et une négative) par un électrolyte, par un matériau absorbant qui sert à immobiliser l’électrolyte, par un matériau dépolarisant et par un bac enveloppe.

8 – Les accumulateurs se distinguent des batteries primaires par les matériaux qui les composent, par les transformations chimiques qui s’y produisent et par le fait qu’ils peuvent être rechargés en les reliant à un générateur approprié de courant continu.

9 – Une batterie solaire est constituée par un certain nombre d’éléments reliés entr’eux en série, ou en parallèle, ou en série-parallèle ; chaque élément est formé par une simple jonction PN que l’on expose aux radiations solaires.

Fin de la leçon 29


LECON 30

REDRESSEURS DOUBLE ALTERNANCE
MULTIPLICATEURS DE TENSION

Je vous donne en figure 1, les schémas de principe des redresseurs les plus courants et qui dérivent du redresseur à une seule alternance, étudié dans la dernière leçon.

Il s’agit ici de circuits classiques, très largement utilisés dans les montages à tubes.

Le montage de la figure 1a est constitué par deux circuits identiques et semblables à celui de la figure 1a de la précédente leçon théorique. Ces deux circuits ont en commun la charge (représentée par le condensateur C) et la résistance de protection Rt.

Si l’on se rappelle que lorsque la tension VE est positive sur D1, elle est alors négative simultanément sur D2 (et inversement), on voit immédiatement que pendant une alternance c’est D1 qui travaille et D2 est bloquée, et que pendant l’alternance suivante, c’est D2 qui conduit et D1 est bloquée.

Nous dirons en d’autres termes, que l’onde entière est appliquée à la charge, la moitié au travers de D1 et l’autre moitié au travers de D2.

Il faut encore préciser qu’à chacune des diodes est appliquée non pas toute la tension VE, mais seulement VE/2 qui apparait entre la prise centrale et les extrémités du secondaire du transformateur. En conséquence, la tension de sortie VC qui en résulte est diminuée elle aussi par rapport à celle que l’on pourrait obtenir avec la même tension VE que l’on appliquerait à une seule diode. L’avantage de ce circuit réside en une réduction sensible de la tension de ronflement dans des mêmes conditions de charge, comme vous pouvez le constater en examinant les graphiques de la figure 6, Théorique 29. En effet, pour la même valeur de X, c’est-à-dire pour la même fréquence et la même constante de temps de la charge (par exemple pour R x C = 62,8) on trouve que le pourcentage de la tension de ronflement a été diminué de moitié et est passé de 2% à 1% environ.

Le circuit en pont de la figure 1b est analogue au précédent et accomplit les mêmes fonctions et donne les mêmes résultats en ce qui concerne la tension de ronflement. Le principal avantage de ce circuit, consiste dans la possibilité de le brancher directement sur le secteur et éliminer ainsi le transformateur d’alimentation, puisque l’on n’a plus besoin d’avoir un secondaire à prise médiane.

Quand le point A du circuit est positif et B négatif, l’alternance positive de VE traverse les diodes D1 et D’1 car elles se trouvent polarisées, en sens direct. Inversement quand le point A est négatif et B positif, l’alternance négative de VE traverse les diodes D2 et D’2.

La tension d’entrée VE, se répartit toujours aux bornes de deux diodes reliées en série : ainsi, la tension inverse maximum que l’on peut appliquer est égale à la somme des tensions inverses maxima que peut supporter chacune des diodes. Ceci constitue donc un avantage en ce sens que l’on peut utiliser des diodes moins chères et compenser ainsi en partie, la dépense supplémentaire occasionnée par D’1 et D’2. En pratique, les quatre diodes du redresseur en pont sont vendues déjà reliées et enfermées dans une enveloppe de protection (qui fait office aussi d’ailette de refroidissement).

De cette façon, on réalise une diminution du coût de fabrication.

Les figures 1c et 1d représentent les schémas de deux redresseurs-multiplicateurs de tension.

Les capacité C1 du circuit de la figure 1c est obtenue en reliant en série (sortie positve avec sortie négative) deux condensateurs électrochimiques ; on évite ainsi que les électrochimiques ne soient détruits par le passage du courant alternatif et on obtient en même temps, une capacité plus grande que celle de deux condensateurs au papier et qui serait insuffisante.

Supposons qu’initialement C1 soit déchargé et que la tension VE soit négative du côté Rt – C1. Dans ces conditions, la diode D1 est polarisée dans le sens direct et le condensateur C1 se charge à la valeur de crête Vc1. Pendant l’alternance positive, c’est la diode D2 qui se trouve être polarisée dans le sens direct, tandis que D1 est maintenant bloqué. La tension Vc1 s’ajoute à la tension VE, de façon que la valeur de crëte de la tension directe qui se trouve appliquée à D2 soit double de celle de la tension du secteur appliquée à D1 : de cette façon, le condensateur C2 se charge à la tension 2 Vc1.

Le circuit de la figure 1d est légèrement différent quoique le but à atteindre (doubler la tension de sortie Vc) reste le même.

Dans ce circuit, les deux diodes travaillent alternativement : D1 pendant l’alternance positive de VE et D2 pendant l’alternance négative. Le condensateur C1 se charge à la même valeur de crête Vc au travers de la diode D1 ; de même C2 se charge à la même valeur de crête Vc au travers de la diode D2 ; ainsi la tension à la sortie, qui est donnée par la mise en série des deux tensions Vc, est égale à 2 Vc.

Les doubleurs de tension du type de ceux que je viens de vous décrire sont surtout utilisés dans les alimentations des téléviseurs.

Ils sont surtout avantageux du fait qu’ils permettent d’éliminer un transformateur et de réduire aussi poids, encombrement et prix.

Je vous donne en figure 2 les principales caractéristiques moyennes sur les redresseurs d’utilisation courante.

En comparant les valeurs admissibles en densités de courant, on voit que la diode au silicium offre des possibilités plus grandes par rapport à n’importe quelle autre diode à semi-conducteur, tandis que celles à oxyde de cuivre ne peut être utilisée que pour alimenter des appareils qui n’absorbent que peu de courant (comme par exemple un contrôleur universel).

Comme vous pouvez le voir d’après ce tableau, la diode au silicium est supérieure ou tout au moins égale par rapport à toutes les autres diodes, en ce qui concerne la tension inverse admissible, le rendement maximum, la résistance dynamique minimum, l’encombrement minimum à puissance égale. Elle est supérieure aux autres diodes à semi-conducteur en ce qui concerne la température maximum admissible.

On peut donc prévoir facilement une diffusion de plus en plus grande de la diode au silicium en remplacement ses tubes redresseurs classiques et même des autres redresseurs, spécialement ceux au silicium et au germanium.

Les diodes à l’oxyde de cuivre continuent à être utilisées dans les appareils qui nécessitent une faible tension d’alimentation (et un faible courant), mais qui ont besoin d’une faible tension de seuil. Les diodes sont d’ailleurs bon marché.

2 – STABILISATION DE TENSION A DIODE ZENER (ET A TRANSISTORS)

Nous avons vu dans la 6ème leçon théorique que l’allure de la caractéristique inverse d’une diode à jonction se modifiait notablement quand la tension inverse qu’on lui appliquait, dépassait une certaine valeur (VZ), même de quelques dizièmes de volt ; il suffit d’un très léger accroissement de VZ pour déterminer une augmentation très sensible du courant inverse ; ainsi la caractéristique tension-courant prend une allure presque verticale, pendant que VZ reste presque horizontal.

La figure 3 représente l’allure typique de la caractéristique d’une diode au-delà du point de Zener.

Vous remarquerez, que la courbe comprise entre les points A et B n’est pas verticale, mais qu’elle est inclinée sur l’axe –VD (d’ailleurs plus que ne l’est en réalité la caractéristique d’une diode Zener) : ceci a été fait pour bien montrer l’intervalle entre VZmax et VZmin où doit fonctionner normalement la diode Zener.

La tension VZ indique le point où commence à se manifester le phénomène de Zener. Entre VZ et VZmin, la courbe présente un coude où l’on note le passage progressif d’une résistance inverse très grande (de l’ordre du mégohm) à une résistance très faible (de quelques ohms).

Les diodes redresseuses que nous avons vues précédemment ne peuvent en général fonctionner à la tension VZ qui représente la limite maximum absolue de la tension inverse. Elles ne peuvent non plus fonctionner à des tensions inverses supérieures, car le courant IZ qui traverserait alors la diode détruirait irrémédiablement la jonction. Les diodes Zener par contre, sont réalisées, pour fonctionner à des tensions supérieures à VZ, C’est-à-dire dans la région rectiligne de la caractéristique comprise entre les points A et B (figure 3). Pour des tensions inverses inférieures à VZ et pour les tensions directes, leur caractéristique est semblable à celle des redresseurs.

Les diodes Zener sont obtenues par un procédé d’alliage entre une plaquette de silicium N et un fil d’aluminium. On obtient ainsi une jonction PN ayant toutes les propriétés d’une jonction redresseuse, mais dans laquelle le phénomène de Zener apparait pour des tensions VZ relativement faibles (pour quelques volts à quelques dizaines de volts).

Comme semi-conducteur, on utilise du silicium, étant donné qu’avec ce dernier, on peut atteindre des températures relativement élevées (150°C) c’est-à-dire supérieures à celles que l’on peut obtenir dans les jonctions par effet du courant important de Zener.

Pendant le montage, la diode est enfermée d’une façon hermétique dans une enveloppe métallique de quelques millimètres de diamètre ; cette enveloppe, outre son rôle d’offrir une grande robustesse, permet de dissiper toute la chaleur qui se forme dans la jonction pendant le fonctionnement au-delà du point Zener.

Pour cette raison le constructeur indique dans ses données techniques la valeur de la puissance maximum à ne pas dépasser. Ainsi, lorsque l’on s’est fixé le point B (figure 3), c’est-à-dire le point de fonctionnement correspondant à la tension maximum appliquée (VZmax) faut-il encore vérifier sur le graphique de la caractéristique, la valeur du courant maximum IZmax et calculer que le produit VZmax x IZmax ne dépasse pas la puissance maximum que l’on peut dissiper.

Si par exemple, la puissance maximum que l’on peut dissiper à 25°C, est 0,5W, que la tension maximum inverse appliquée est de 8,4 V et que IZmax, (lu sur le graphique de la caractéristique de la diode) correspondant est de 50mA (0,05A), la puissance est :

VZmax x IZmax = 8,4 x 0,05 = 0,42 W

La valeur ainsi trouvée (0,42 W) ne dépasse pas la valeur maximum indiquée (0,5W) ; le point de fonctionnement prévu est donc correct.

Outre le point B, il faut encore déterminer sur la caractéristique, le point A, qui délimite la région rectiligne au voisinage du coude. En effet, à partir du point A et jusqu’au point 0, les variations de tension ne correspondent pas à de grandes variations du courant, et comme nous le verrons plus tard, on perd le bénéfice de l’effet stabilisateur de la diode dans les circuits de régulation.

En général, au point A correspond une tension minimum VZmin, qui est supérieure de quelques dizièmes de volts à la tension de Zener VZ et pour lequel, le courant IZmin est de quelques dizièmes de milliampères.

Les limites que nous venons de voir, VZmax et IZmax (qui sont déterminées en fonction de la puissance maximum et que l’on peut dissiper) et VZmin et IZmin (qui sont déterminées en considérant sur la caractéristique le point extrème A dans la région rectiligne au-delà du point de Zener, sont très importantes pour étudier le fonctionnement des circuits classiques de régulation qui constituent les applications principales des diodes Zener.

Je vous ai dessiné en figure 4, le schéma de principe d’un régulateur de tension avec diode Zener.

En série avec la diode DZ, figure la résistance Rd qui représente la résistance dynamique de cette même diode, c’est-à-dire la résistance qui est offerte au passage du courant IZ, quand ce dernier varie dans les conditions normales de fonctionnement entre IZmax et IZmin.

La résistance dynamique d’une diode Zener qui travaille comme stabilisatrice de tension, est de l’ordre de quelques ohms. D’autre part, la tension VZo, présente aux bornes de la diode quand le courant IZ est presque nul, est de l’ordre de quelques volts à quelques dizaines de volts.

Etudions par exemple la variation de VS en supposant que Rd = 2 Ω

et que : IZmin = 2mA ; IZmax = 30mA ; VZo = 8 V

Avec ces données, nous pouvons calculer la valeur de VS en tenant compte de la relation : VS = VZo + (IZ x Rd)

dans laquelle le produit IZ x Rd représente la chute de tension aux bornes de la diode dûe à la résistance dynamique Rd.

Pour IZmin = 2mA = 0,002A et IZmax = 30mA = 0,030 A on obtient respectivement les valeurs suivantes :

V'S = 8 + 0,002 x 2 = 8,004 V

V''S = 8 + 0,03 x 2 = 8,06 V

En effectuant la différence entre les valeurs ainsi trouvées :

V''S - V'S = 8,060 – 8,004 = 0,056 V

on détermine la variation maximum de la tension VS correspondant à une variation du courant IZ de 2mA à 30mA. On peut voir rapidement que cette variation de la tension est très faible par rapport à la valeur de la tension présente initialement aux bornes de la diode. En effet, la variation de 0,056 V par rapport à 8,004 représente une variation inférieure à 1% de la tension disponible (pour une variation du courant très grande).

La diode Zener du circuit stabilisé de la figure 4 se comporte un peu comme une soupape de sécurité dans une enveloppe où existe une certaine pression. Quand la tension à l’entrée VE augmente, la tension VS tend à augmenter aussi : Le courant absorbé par la charge tend à augmenter aussi. Mais c’est à ce moment qu’intervient la diode : à un accroissement de VS, elle absorbe un courant IZ plus grand qu’initialement ; une chute de tension plus grande aux bornes de RS se produit et s’oppose ainsi à l’accroissement de VE ; la valeur de la tension de sortie VS reste ainsi pratiquement inaltérée.

On obtient des résultats semblables à ceux où la tension de sortie est stabilisée, si c’est le courant I dans la charge qui varie.

En effet, si le courant I diminue, la chute de tension aux bornes de la résistance RS diminue aussi et la tension VS tend à augmenter ; mais comme on l’a vu, à un accroissement de VS correspond un accroissement sensible de IZ qui compense la diminution du courant absorbé par la charge et maintient ainsi constante la chute de tension aux bornes de RS et donc la tension de sortie VS.

Si maintenant, au lieu de considérer un accroissement de la tension d’entrée VE, ou une diminution du courant absorbé par la charge, on considère une diminution de VE (ou bien un accroissement de I), on retrouve le même effet de stabilisation, avec comme seule différence que la tension VS tend maintenant à diminuer et provoque ainsi une notable diminution de VE et d’un autre côté peut compenser l’accroissement de I.

Soit que l’on considère la variation de la tension d’entrée VE, soit que l’on considère la variation du courant I absorbé par la charge, on voit le rôle primordial de la résistance RS, qui est appelée résistance de stabilisation ou résistance de limitation. Chacune de ces deux dénominations met en évidence la fonction fondamentale de la résistance RS et chacune d’entr’elles peut être mise en avant.

Comme résistance de stabilisation, RS recueille toutes les variations du courant IZ et du courant I (figure 4) ; ainsi, la chute de tension qui apparait à ses bornes, fait varier légèrement la tension VS qui suit l’allure des deux courants et règle en même temps, le courant IZ de la diode. Comme résistance de limitation, RS sert à protéger la diode des surcharges en maintenant le courant IZ entre les limites de la valeur maximum admissible (puissance dissipable maximum à ne pas dépasser).

Quand on utilise une diode Zener pour stabiliser une tension d’alimentation ou pour délivrer une tension constante de référence (comme nous le verrons tout à l’heure) : faut-il encore choisir pour une tension d’entrée VE donnée, la valeur appropriée de RS.

De RS, dépend en premier lieu, le facteur de "variation". C’est le rapport entre la variation de la tension d’entrée que l’on désire stabiliser et la variation résiduelle de la tension de sortie stabilisée. On démontre, qu’il existe entre ces différentes grandeurs, la relation suivante :

(Variation de VE)/(Variation de VS ) = 1 + RS/Rd

Ainsi, en connaissant la résistance dynamique (Rd) de la diode au point de fonctionnement prévu, en connaissant aussi la variation maximum de VE à l’entrée et les variations de VS stabilisée que l’on peut accepter, on pourra calculer facilement la valeur correspondante de RS. Avant d’aller plus loin il faut faire quelques remarques.

La relation précédente est seulement valable, si l’on considère que le courant I absorbé par la charge reste constant. La relation ne définit donc pas totalement la "qualité" du circuit stabilisé.

Ainsi, pour mieux définir le circuit, on fait appel à un autre facteur, appelé Facteur de stabilisation S qui peut être traduit par la relation suivante :

S = (1 + RS/Rd ) x VS/VE

En comparant cette relation avec la précédente, on remarquera tout de suite que S dépend du facteur de "Variation", de la tension d’entrée VE et de la tesion de sortie VS. On peut démontrer aussi, que ce facteur n’est autre que le rapport entre la variation en pourcent de la tension d’entrée à la variation en pourcent de la tension de sortie stabilisée.

La valeur de S croît avec l’augmentation de RS jusqu’à atteindre une valeur maximum, à partir de laquelle, un accroissement ultérieur de RS reste pratiquement inefficace. On peut donc en conclure, que pour obtenir une bonne stabilisation, il faut que RS soit suffisament élevée pour faire "sentir" son efficacité, c’est-à-dire qu’il faut que RS soit très grande par rapport à Rd ; mais il ne faut pas non plus que RS soit infiniment grande, parce qu’à partir d’un certain point, son efficacité pratique serait presque négligeable. Son efficacité pourrait même devenir néfaste, si à cause de la chute de tension aux bornes de RS, la diode se trouvait à travailler en deçà du point A (figure 3), c’est-à-dire dans le coude de la caractéristique au lieu de la région rectiligne comprise entre les points A et B.

En pratique, pour trouver la valeur appropriée de RS, on commence par déterminer tout d’abord la valeur minimum IZmin du courant dans la diode, de façon que pour cette valeur de courant, le point de fonctionnement se trouve au-delà du coude de la caractéristique (figure 3). Ensuite, en connaissant la tension minimum à l’entrée (VEmin), la tension de Zener (VS) et le courant maximum dans la charge (Imax) on calcule RS à l’aide de la formule :

RS = (VEmin-VS)/(IZmin+ Imax )

Par exemple, pour VEmin = 36 V, VS = 24V, IZmin = 0,002 A et Imax = 0,05A, on trouve :

RS = (36-24)/(0,002+0,05) = 12/0,052 = 230 Ω

De cette façon, on peut déterminer la valeur maximum de la résistance de stabilisation pour protéger efficacement la diode et de façon que pour cette valeur l’effet négatif dû à la courbure de la caractéristique au voisinage du point de Zener ne se fasse pas encore sentir.

Le circuit régulateur de la figure 4 est prévu pour des montages à faible ou moyenne puissance ; pour des puissances plus élevées, la stabilisation ne peut être meilleure que 5%. Pour obtenir des stabilisations meilleures à de faibles tensions et de forts courants, on utilise les diodes Zener comme éléments qui délivrent des tensions de référence dans des circuits à transistors (ou à tubes).

En figure 5, je vous ai reporté deux schémas de principe qui illustrent l’utilisation des diodes Zener dans des circuits stabilisés à transistors.

La figure 5a représente un circuit simple qui utilise un transistor de puissance comme élément stabilisateur placé en parallèle sur la charge. La tension de collecteur est prélevée à la sortie du régulateur constitué par la diode DZ, la résistance de limitation RS et par la résistance directe de la diode émetteur-base du transistor TR.

L’effet stabilisateur est accru par la présence du transistor. En effet, supposons que le courant IZ augmente par suite d’un accroissement de la tension d’entrée VE. Ceci va se traduire par un accroissement du courant de base (IZ = IB) qui va entraîner une augmentation du courant de collecteur IC. Ceci va correspondre en définitive à une chute de tension plus grande aux bornes de RS qui tendra à s’opposer à l’accroissement initial de VE. Le mécanisme de la stabilisation est encore le même que dans le circuit de la figure 4, avec la seule différence que la stabilisation est beaucoup plus énergique en ce sens que les variations du courant IZ (déjà assez importantes par elles-mêmes) sont ici encore plus grandes puisqu’elles sont amplifiées par le transistor.

Le montage de la figure 5b, à la différence du précédent, utilise le transistor stabilisateur en série avec la charge, et tout le courant d’émetteur IE traverse la charge.

Dans ce circuit, la diode Zener sert à stabiliser la tension de base de façon à ce que le courant IE (et par conséquent la tension VS) reste constant malgré les variations possibles de la tension d’entrée VE.

Avec les circuits simples dérivés directement de ceux de la figure 5 on peut obtenir des stabilisations meilleures que 2% pour des basses tensions et de forts courants ; en augmentant le nombre de transistors, c’est-à-dire en rendant plus complexes les circuits, mais en se basant toujours sur les mêmes principes, on peut obtenir des stabilisations de l’ordre de 1% ou même moins.


EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 30ème LEÇON THÉORIQUE

1 – Parmi les différentes diodes à semi-conducteurs, quelle est la meilleure à utiliser en tant que redresseur ?

2 – Dans quels appareils utilise-t-on le redresseur à oxyde de cuivre à faible courant ?

3 – Si on devait utiliser un redresseur à une température de 200°C quelle sorte de diode faudrait-il choisir ?

4 – Dans quelle région de la caractéristique, doit-on faire travailler la diode Zener en stabilisatrice de tension ?

5 – Qu’appelle-t-on "facteur de variation" ?

6 – Comment définit-on le "facteur de stabilisation" S d’un régulateur simple à diode Zener ?

7 – Comment calcule-t-on la résistance de stabilisation RS dans un régulateur simple à diode Zener ?

8 – Quel est l’avantage dans l’utilisation d’un transistor associé à une diode Zener dans un régulateur plus complexe ?

9 – Quel est l’ordre de grandeur de la résistance dynamique d’une diode Zener au point de fonctionnement ?


RÉPONSES AUX EXERCICES DE RÉVISION SUR LA 29ème LEÇON THÉORIQUE

1 – La valeur maximum de la tension inverse qui se trouve appliquée à une diode à charge capacitive (ou à résistance et capacité) est égale à la valeur de crête à crête (Vpp) de la tension d’entrée ; ainsi, en connaissant la valeur de crête (Vp) de la tension d’entrée, on calcule la valeur maximum de la tension inverse en multipliant par 2 cette valeur (Vpp = 2 Vp)

2 – Si la tension à l’entrée est donnée en volts efficaces, il faut la multiplier par 2,82 pour obtenir la valeur crête-crête :

(Vpp = 2,82 Veff)

3 – La tension de seuil d’une diode est la valeur maximum de la tension directe pour laquelle le rendement du redresseur est encore pratiquement égal à zéro

4 – La valeur efficace de la tension d’entrée maximum que l’on peut admettre est donnée par

VEM = -VDM/2,82

5 – Non ; en diminuant la résistance de charge, la tension de ronflement augmente.

6 – En reprenant la figure 6 (Théorique 29) on voit que pour 1% de ronflement X = 125,6.

Comme X = 6,28 x f x C x R

On trouve C= 125,6/(6,28 x 50 x 1000) = 0,0004F (= 400µF)

7 – Le taux de ronflement étant de 1% nous avons :

t = 1/100 = Vr/Vo  d’où Vr = Vo/100 = 250/100 = 2,5V

8 – Déterminons un point A’ de la droite de charge en prenant par exemple un courant de 300mA. La tension est alors V = RI = 666 x 0,3 = 200 V (environ). Joignons le point A’ à l’origine 0. Prolongeons cette droite qui coupe la caractéristique au point B’. La valeur du courant est 400mA (environ) et la tension est 269V (environ)

9 – Oui ; la tension de sortie d’un redresseur diminue lorsque le courant absorbé par la charge augmente, à cause de la chute de tension qui se produit aux bornes : de la résistance interne de la diode, de la résistance de protection et de la résistance du transformateur (ou aux bornes de la résistance interne du générateur).

Fin de la leçon 30