THEORIQUE 21

Groupe 21

EURELEC

COURS DE TRANSISTOR

1 - ETAGE PUSH-PULL - CARACTERISTIQUES COMPOSEES

Dans la leçon précédente, nous avons étudié l'étage de sortie push-pull classe B en considérant le comportement d'un seul transistor ; ceci était possible puisque les deux transistors conduisaient alternativement, l'un pendant  l'alternance négative, l'autre pendant l'alternance positive du signal de commande .

Pour étudier le comportement de l'étage d'un point de vue beaucoup plus complet, il faut considérer les deux transistors et "composer" leurs caractéristiques de façon à obtenir des courbes dites "composées" qui représentent non plus un seul transistor, mais l'ensemble des deux transistors.

Reprenons pour cela l'exemple de la figure 7 Théorie 20, où l'étage était piloté en courant et pour lequel les caractéristiques "composées" et les constructions graphiques qui s'y rapportent sont indiquées à la figure 1.

Comme il apparaît sur cette figure, les caractéristiques "composées" sont obtenues de façon très simple, en juxtaposant les caractéristiques du transistor TR1 à celles de TR2 après avoir retourné ces dernières par rapport aux premières et en les plaçant de telle sorte que les points de repos des deux transistors coïncident. Ainsi pour les caractéristiques de collecteur on fait

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coïncider le point de repos A'1 (pour TR1) avec A'2 (pour TR2). De cette manière, la droite de charge dynamique relative à TR1, et celle relative à TR2 se trouvent dans le prolongement l'une de l'autre et peuvent être considérées comme une droite de charge unique relative à un transistor fictif, formé par l'ensemble des deux transistors.

D'une façon analogue, nous obtenons la caractéristique dynamique mutuelle en composant les deux caractéristiques après avoir fait coïncider les points de repos A1 et A2.

Les constructions graphiques sont maintenant identiques à celles faites à la figure 8 de la Théorique 20. En traçant la sinusoïde de commande de la base avec une amplitude égale à 4 mA et ayant comme axe de référence la verticale passant parle point de repos (A1 = A2) , nous voyons que pendant l'alternance 0-6, le point A1 se déplace jusqu'en C1, puis revient à sa position de repos ; pendant l'alternance 6-12, le point A2 se déplace jusqu'en C2, puis revient à sa position de départ.

En effectuant la construction, nous trouvons l'allure du courant de col-lecteur de TR1 représentée par 0' -1' -3' -5' -6' -7' -9' -11' -12'. (en trait fin) et celle de TR2 représentée par 0" -1" -3" -5" -6" -7" -9" -11" -12" (en pointillés). Etant donné que le transformateur de sortie recompose les deux alternances, la forme du courant délivré à la charge sera celle indiquée par 0' -1' -3' -5' -6' -7" -9" -11" -12"-, à part naturellement la valeur absolue du courant qui au secondaire du transformateur se trouvera multiplié par le rapport de transformation n.

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Cette forme de courant peut être obtenue directement, sans avoir à considérer séparémment les deux transistors, en opérant directement sur les caractéristiques dynamiques mutuelles composées comme s'il s'agissait de la caractéristique d'un transistor fictif équivalent à l'ensemble des deux transistors et qui fonctionnerait en classe A. Le point de repos tombe alors au point milieu de la droite, c'est-à-dire en A1 = A2 et pendant le fonctionnement le point balaie la droite de C1 à C2.

On se rend compte tout de suite que la caractéristique "composée" est parfaitement symétrique par rapport au point de repos et que les deux alternances de sortie sont nécessairement identiques, ce que l'on avait difficilement dans un amplificateur classe A.

En passant par l'intermédiaire de la droite de charge, on détermine la forme de la tension de collecteur des deux transistors, forme qui est encore celle de la tension aux bornes de la charge, à part la valeur absolue de la tension. La tension au secondaire du transformateur de sortie est en effet n fois plus petite que celle au primaire.

Il faut encore remarquer que lorsqu'un transistor se trouve au cut-off, (par exemple TR1 pendant l'alternance 6-12) la tension du collecteur ne reste pas constante et de valeur égale à celle de l'alimentation (soit 9 V dans le cas de l'exemple), mais dépasse cette valeur à cause de la tension induite dans la moitié du primaire P1 (figure 2b - Théorique 20) par le courant de collecteur de TR2 qui parcourt l'autre moitié du primaire P2. L'inverse se produit pour la tension de TR2 pendant l'alternance 0-6.

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La valeur atteinte par la tension du collecteur pendant l'alternance où le transistor se trouve au cut-off peut être déterminée sur les caractéristiques de collecteur. Il suffit en effet de considérer la droite de charge "composée" et de déterminer sur celle-ci le point de fonctionnement à l'instant considéré.

Les tensions sur les deux collecteurs à cet instant, pourront être lues en correspondance du point de fonctionnement sur l'échelle horizontale relative à l'un ou l'autre transistor. Si l'on considère par exemple le point 9 du courant de commande, le point de fonctionnement sur la droite de charge "composée" se trouve en C'2 ; en correspondance de ce point, on lit sur l'échelle horizon-tale relative à TR2, la valeur 0,5 V et sur celle relative à TR1, on lit 17,5 V.

Ceci signifie que lorsque la tension de collecteur de TR2 atteint la valeur minimum de 0,5 V, la tension de collecteur de TR1 dépasse la valeur de la tension d'alimentation et atteint un maximum de 17,5 V. La forme de la tension de collecteur est tracée à la figure 1, et elle est valable pour les deux transistors : il suffira de lire les valeurs correspondantes des tensions sur les échelles relatives à l'un ou à l'autre.

Si on veut au contraire considérer séparemment le fonctionnement des deux transistors, on voit que pendant l'alternance de conduction 0-6, le point de fonctionnement de TR1 se déplace, comme nous l'avons déjà vu sur la droite de charge de A'1 à C'1 puis revient en A'1.

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Pendant l'alternance de blocage 6-12, il se déplace sur l'axe horizontal de A'1 à E'1 puis revient en A'1.

Le déplacement du point de fonctionnement sur l'axe horizontal de A'1 à E'1 signifie en fait, que la tension du collecteur varie de 9 V à 17,5 V pendant que le courant reste nul puisque le transistor est au cut-off. On raisonnera de même pour la tension de collecteur de TR2. Il faut donc se rappeler que pour un étage push-pull classe B comme d'ailleurs pour un simple étage en classe A, c'est-à-dire un étage quelconque couplé à la charge (ou à l'étage suivant) par l'intermédiaire d'un transformateur, la tension de collecteur peut dépasser largement la tension d'alimentation et atteindre des valeurs presque égales ou double de celle-ci.

Dans l'exemple, la tension atteinte est 17,5 V, donc presque le double de la tension d'alimentation (9 V). La tension de collecteur ne dépasse pas la valeur maximum de 20 V admise pour le transistor SFT 131.

1-1 DISTORSIONS ET CIRCUITS DE POLARISATION -

En observant la forme du courant de collecteur de la figure l, on remarquera, comme il a été déjà dit dans la leçon Théorique 20, que celui-ci n'est pas parfaitement sinusoïdal parce que le courant relatif aux points 1', 5', 7" et 11" n'est pas égal à la moitié du courant maximum comme cela devrait être. Il y a donc une distorsion introduite par la caractéristique dynamique mutuelle, qui n'est pas parfaitement rectiligne.

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Cette distorsion cependant est relativement faible et peut être acceptée dans la plupart des cas. Il faut aussi remarquer qu'en général un étage de sortie n'est jamais commandé en courant, mais plutôt en tension.

En d'autres termes, dans un étage de sortie, on s'impose la forme de la tension appliquée au primaire du transformateur d'entrée, plutôt que la forme du courant qui traverse ce primaire, comme on l'a supposé dans le cas de l'exemple de la figure 1. Il est donc intéressant d'étudier le comportement du circuit commandé en tension, en particulier du point de vue des distorsions.

Pour que l'étage de sortie soit commandé en tension, au lieu de l'être en courant, le schéma de la figure 7 Théorique 20 doit être modifié comme il est indiqué à la figure 2, en utilisant un potentiomètre Pe de faible valeur et en supprimant la résistance R de forte valeur placée en série avec le primaire du transformateur d'entrée.

Les constructions relatives sont indiquées à la figure 3, où pour plus de clarté, on a négligé la construction relative à la tension du collecteur, qui comme on l'a vu à plusieurs reprises, est de forme identique à celle du cou-rant de collecteur.

Il faut tout d'abord, "composer" les caractéristiques d'entrée des deux transistors en faisant coïncider les points de repos A"1 et A"2 correspondant à un courant de base de zéro milliampère, et à une tension Vbe nulle. La base se trouve donc au même potentiel que l'émetteur, c'est-à-dire à la masse, puisqu'elle est reliée à celle-ci par l'intermédiaire d'une moitié de l'enroulement secondaire du transformateur d'entrée.

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Si l'on désire que le courant de collecteur atteigne la valeur maximum de 280 mA comme dans le cas précédent, le point de fonctionnement devra atteindre les points C"1 et C"2 sur la caractéristique d'entrée. D'après cette dernière, on voit que pour obtenir un courant de base de 4 mA (correspondant à 280 mA de courant de collecteur), la tension entre la base et l'émetteur devra avoir une valeur crête de 0,44 V ( figure 3).

En effectuant les constructions graphiques, on trouve que le courant de commande de la base et par voie de conséquence le courant de collecteur est loin d'être sinusoïdal et en particulier aux intersections de la courbe avec l'axe de référence, c'est-à-dire aux points 0, 6 et 12.

Le courant de base (et le courant de collecteur) est nul pendant une fraction du temps assez grande autour de ces points.

La distorsion du courant de collecteur est très grande : il suffit d'observer que lorsque la tension de commande aux points 1, 5, 7 et 11 a une valeur égale à la moitié du maximum (V'be = 0,22 V) le courant de collecteur est égal à 26 mA seulement, c'est-à-dire à peine un dizième de la valeur maximum, au lieu d'être égal à la moitié.

Si l'on part avec une tension de commande d'amplitude plus faible (par exemple la moitié de celle de tout à l'heure), on voit que la distorsion est encore plus marquée et le courant du collecteur se réduit à des alternances assez séparées l'une de l'autre ; la valeur maximum du courant n'est pas réduite de moitié, mais de beaucoup plus (figure 3).  

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Si l'on examine la caractéristique d'entrée, on voit que le courant de base ne commence à circuler que lorsque la tension Vbe est supérieure à 0,1V ; au-dessus de cette valeur, le courant de base croît, mais pas proportionnellement à la tension de commande; il croît d'abord très lentement, puis de plus en plus rapidement. Ce phénomène est visible sur la caractéristique d'entrée, qui jusqu'à des valeurs de tension de 0,1V environ, coïncide avec l'axe vertical, puis s'en éloigne mais d'une façon curviligne.

La distorsion du courant de base et du courant de collecteur est due à la courbure de la caractéristique d'entrée. C'est pour cette raison qu'on l'appelle "distorsion initiale". Pour éviter cet inconvénient, il faut polariser les bases des deux transistors de façon à ce qu'ils conduisent un peu en l'absence de signal.

Ceci peut être obtenu en reliant la prise milieu du secondaire du transformateur non pas à la masse, mais à un pont de résistances R2 et R3 qui donne une tension de quelques dizièmes de volt, comme indiqué sur la figure 4.

Supposons que la tension de polarisation ainsi obtenue soit de 0,2V, les points de repos A"1et A"2 se déplacent sur la caractéristique en correspondance de Vbeo = 0,2V. Les deux caractéristiques d'entrée sont alors "composées" en faisant coïncider sur la même ligne horizontale ces points de repos (voir figure 5).

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La construction graphique pour la détermination de la forme du courant de collecteur sera obtenue en dessinant tout d'abord la sinusoïde qui représente la tension de commande et axée sur 1' horizontale passant par les points de repos A"1 et A"2. Si l'on veut encore obtenir un courant maximum de collecteur de 280 mA, correspondant à un courant de base de 4mA, le point de fonctionnement de chacun des transistors devra encore atteindre les points C" (C"1 pour TR1 et C"2 pour TR2) qui correspondent à une tension Vbe de 0,44V, comme on l'a déjà vu à la figure 3. Mais comme maintenant en l'absence du signal de commande, les bases se trouvent déjà polarisées à 0,2V, pour les amener à 0,44V il suffira de leur appliquer une tension de commande d'amplitude maximum de: 0,44-0,2=0,24V (voir figure 5). En résumé, on applique sur les bases une tension de polarisation de 0,2V (c'est la composante continue) et une tension de commande de 0,24V crête (c'est la composante alternative).

On peut maintenant déterminer les formes des courants de base et de collecteur.

Lorsque la tension de commande est nulle (points 0-6 et 12) le courant de base n'est pas nul comme auparavant, mais a une valeur Ibo de 0,2mA ; le courant de collecteur Ico est de l'ordre de 15 mA (figure 5).

Les deux transistors conduisent simultanément, même en l'absence de signal. Pendant l'alternance 0-6 de la tension de commande, le point de fonctionnement de TR1 par exemple, se déplace de A"1 jusqu'en C"1 puis revient en A"1 ; pendant l'alternance 6-12, le point de fonctionnement se déplace de A"1 jusqu'en K"1 puis revient en A"1 le courant de base s'annule seulement lorsque le point de fonctionnement arrive en H"1 correspondant aux points 7 et 11.

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On en déduit que TR1 conduit un peu plus d'une demi-période, puisqu'il conduit non seulement entre 0 et 6 mais encore jusqu'au point 7, puis recommence à conduire à partir du point 11, au lieu du point 12 comme avant. (On raisonnera de même pour TR2).

En conclusion, nous dirons qu'avec cette polarisation appliquée aux deux transistors, ceux-ci conduisent pendant plus d'une demi-période du signal de commande, et qu'il existe en outre un intervalle de la période (intervalle 5 à 7) où les deux transistors conduisent simultanément. Un tel fonctionnement est intermédiaire entre celui de la classe B (où les deux transistors ne conduisaient que pendant une demi-période) et celui de la classe A (où ils conduisaient en permanence). Pour cette raison, on dit que l'étage travaille en classe AB.

Le courant dans la charge est obtenu en combinant les deux courants de collecteur ; il faut encore remarquer que Ic1 et Ic2 circulent dans les deux moitiés du primaire du transformateur de sortie en sens opposé et se compensent donc totalement ou en partie lorsqu'ils circulent simultanément.

Lorsqu'ils sont égaux (points 6' et 6" par exemple) ils se compensent parfaitement, et tout se passe comme s'il n'y avait pas de courant dans le primaire. Quand ils ne sont plus égaux, tout se passe comme si le primaire était traversé par leur différence.

On obtiendra donc la forme du courant résultant en faisant pour chaque point la différence entre les deux courants. Dans le cas de la figure 5, pendant l'in-

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tervalle de temps 1 - 5 - TR1 conduit seul. Pendant l'intervalle 7 - 11, TR2 conduit seul. La forme du courant est donc celle due aux transistors seuls, c'est-à-dire respectivement 1', 2', 3', 4', 5' et 7", 8", 9", 10", 11".

Dans l'intervalle de temps 5-7 les deux transistors conduisent simultanément et le courant résultant est dessiné en pointillés sur la figure, soit 5', 6 et 7".

La forme résultante pour une période est représentée par les points 0, 1', 2', 3', 4', 5', 6, 7", 8", 9", 10", 11", 12 , et est pratiquement sinusoïdale comme celle de la tension de commande.

On remarquera de même que le courant correspondant aux points l', 5', 7" et 11", est de 130 mA, c'est-à-dire presque égal à la moitié de la valeur maximum. Les distorsions sont très réduites par rapport au cas de la figure l.

On peut encore noter que la forme résultante du courant de collecteur peut être obtenue en considérant la caractéristique "composée" d'entrée obtenue à partir des deux caractéristiques, en faisant pour chaque valeur de la tension de commande, la différence entre les courants de base des deux transistors. Celle-ci coïncide avec celle des deux transistors seuls dans les régions C"1 -B"1 et B"2 - C"2 et celle dessinée en pointillés dans la région B"1 - B"1.

En considérant alors le point de fonctionnement qui se déplace sur une telle caractéristique de C"1 à C"2 pendant une période complète de la tension de commande, on détermine directement la forme des courants des bases et des collecteurs.

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1-2 STABILISATION THERMIQUE -

Comme tout autre circuit, l'étage push-pull classe B ou AB nécessite une compensation thermique de façon à éviter les inconvénients décrits dans la 19ème leçon Théorique, à propos de la sécurité de fonctionnement des transis-tors de puissance.

La stabilisation thermique peut être obtenue à l'aide de l'une des méthodes indiquées en leur temps, et parmi lesquelles la plus simple consiste à insérer une résistance dans le circuit de 1'émetteur. Dans le cas d'un étage push-pull, il y a deux possibilités : placer une résistance dans chacun des émetteurs, ou bien réunir les deux émetteurs ensemble et insérer une résistance commune. Cette dernière solution est la plus adaptée car plus économique (une seule résistance utilisée) et parce qu'elle présente quelques avantages du point de vue fonction-nement de l'étage (comme on pourrait le démontrer) .

Le schéma d'un étage push-pull classe AB avec stabilisation thermique est représentée à la figure 6 où la stabilisation est obtenue avec la résistance Re placée dans les émetteurs et où le  pont R2 - R3 sert à la polarisation des deux transistors.

Pour obtenir une bonne stabilisation, il faut que Re ait une valeur telle, qu'en l'absence de signal (au repos), la tension à ses bornes soit de l'ordre de un à deux dixièmes de la valeur de la tension d'alimentation.

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Dans l'exemple, on a Vcc = 9V, la chute de tension aux bornes de Re doit être comprise entre 0,9 et 1,8V.

Comme Re est parcourue par les deux courants de repos (chacun égal à 15 mA), le courant Ieo total qui traverse Re est donc de 30mA.

Si R = 4,7Ώ ft on a :

Veo = Ieo x Re = 30 mA x4,7Ώ = 141 mV =0,14V environ.

Cette valeur de la tension est acceptable et Rg convient donc.

On peut maintenant déterminer R2 et R3. Si l'on veut qu'au repos la tension Vbeo, soit de 0,2V, on en déduit que la tension Vbo des deux bases doit être :

Vbo = Veo + Vbeo = 0,14 + 0,2 = 0,34V

En admettant un courant Ir dans le pont de 10mA et en considérant que R2 est traversée par Ir et Ibo, (Ibo est égal à la somme des deux courants de base, soit à 0,4mA, puisque Ibo1 = Ib02 = 0,2mA).

Le calcul de R2 et de R3 donne :

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R3 = Vbo / Ir = 0,34V / 10mA = 0,034kΏ

En pratique on prendra des valeurs de résistances dans la série normalisée les plus proches, soit R2 = 820Ώ et R3 = 33Ώ (figure 6).

Le coefficient de stabilité S sera déterminé à l'aide de la formule connue ; Rb est égale à la mise en parallèle de R2 et de R3, soit Rb = 32Ώ environ. En supposant que ß = 100, on obtient :

Cette valeur est acceptable, si l'on considère que pour les étages classe B et AB, la valeur maximum de S à ne pas dépasser, est donnée par la formule :

ici, on a :

Vcc = 9V ; K = 0,09°C/mW et Icbo = 20µA

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1 - 3 PUISSANCE DE SORTIE ET RENDEMENT -

Bien que l'étage fonctionne dans les mêmes conditions que précédemment, la puissance délivrée à la charge est réduite à cause de la présence de la résistance Re. En examinant en effet le schéma de la figure 6, on voit que la résistance Re se trouve en série avec la liaison de l'émetteur c'est-à-dire qu'elle est traversée par le courant d'un transistor pendant une alternance du signal et par le courant de l'autre transistor pendant l'autre alternance,ce qui indique que Re fait partie de la résistance dynamique Rd.

Comme la valeur de Rd doit rester celle qui a été calculée dans la précédente leçon, soit 30Ώ (puisque la résistance de charge Rs est restée inchangée et égale à 5Ώ) et en admettant que la résistance des enroulements reste la nême (rp = 2Ώ et rs = 0,6Ώ), le rapport de transformation n du transformateur ie sortie doit être modifié.

Pour avoir encore Rd = 30Ώ, le rapport n devra être :

valeur arrondie à 2 en pratique.

La résistance de charge Rs ramenée au primaire est donc :

Rp = n^2 x Rs = (2)^2 x 5 = 4 x 5 = 20

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La puissance maximum délivrée à la charge par un seul transistor sera donc : ( Po1max  = 588 mW puisque Rd est restée la même).

Pu1 max = Po1 max = Rp / Rd = 588 x 20/30 = 588 x 0,666 = 392 mW

La puissance maximum fournie par les deux transistors est donc :

Pumax = 2 x 392 = 794 mW au lieu de 980 mW comme précédemment.

Le rendement est donc réduit. La puissance absorbée par l'étage lorsque celui-ci délivre la puissance de sortie maximum, reste encore égale à 1,604 W, le rendement est donc :

au lieu de 61,15% dans le cas précédent.

La présence de Re amène donc une réduction de la puissance de sortie en ce  sens qu'elle est traversée par le courant qui constitue le signal de sortie des  transistors. On pourrait penser qu'il est possible d'éviter cette perte en mettant en parallèle sur Re, un condensateur de valeur appropriée, comme on l'avait vu dans les 18ème et 19ème leçons Théoriques.

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Mais il faut remarquer que dans le cas d'un amplificateur en classe B ou AB (comme toutes les fois où l'amplificateur n'est pas en classe A) il n'est pas possible de placer un condensateur en parallèle sur la résistance de l'émetteur pour la raison suivante.

Les courants des deux transistors traversent Re dans la même direction c'est-à-dire que les alternances de la tension qui apparaît aux bornes de cette résistance suivent l'allure des alternances du courant de chacun des transistors. La formule du signal de sortie (tension ou courant) est représentée sur la même figure.

Si maintenant on place un condensateur Ce de capacité convenable en parallèle sur Re (en pointillés sur la figure 6) ce condensateur va tendre à niveler la tension aux bornes de Re en la rendant d'amplitude constante (figure 7b). La valeur Vem de la tension d'émetteur sera alors égale à la valeur moyenne de la tension développée aux bornes de Re que l'on avait en l'absence de Ce (ligne en pointillés sur la figure 7a).

Les deux émetteurs se trouvant alors polarisés à la tension Vem qui est négative dans le cas des transistors P N P puisque le courant I d'émetteur traverse Re dans la direction masse-émetteur, ce qui indique que les transistors ne vont conduire que lorsque la tension appliquée à leurs bases (signal d'entrée) dépassera la valeur Vem.

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Le phénomène est analogue à celui indiqué à la figure 3. Les transistors ne conduisent plus pendant toute la durée d'une demi-période (figure 7b) et le courant et la tension de sortie sont distordues 'exactement comme dans le cas de la figure 3).

Il y a cependant une différence fondamentale dans les deux types de distorsion.

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Dans le cas de la figure 3, la distorsion était plus évidente pour les signaux de faible amplitude que pour ceux de grande amplitude. Dans le cas de la figure 7 au contraire, la distorsion reste toujours la même que le signal soit de faible ou de grande amplitude, car la tension V augmente lorsque l'amplitude du signal d'entrée croît.

Pour cette raison, il n'est donc pas possible d'utiliser un condensateur Ce dans les étages classe B ou AB. On doit donc accepter la réduction de la puissance de sortie provoquée par Re ; la valeur de cette résistance d'ailleurs doit rester la plus faible possible et compatible avec la stabilité thermique requise.

1-4 RESISTANCE D'ENTREE -

On peut définir aussi la valeur de la résistance d'entrée du transistor et de l'étage push-pull classe B ou AB, nécessaire pour déterminer le rapport de transformation du transformateur d'entrée.

La résistance d'entrée rg des transistors est définie de la même manière que celle relative à un étage à un seul transistor classe A (revoir Théorique 19) et comme étant le rapport entre l'excursion Vbpp de la composante alternative de la tension de base et l'excursion Ibpp de la composante alternative du courant de base.

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En regardant la figure 5, on trouve :

Rb = Vbpp/Ibpp = 0,48V/8mA = 0,06kΏ = 60Ώ

Cette valeur de la résistance est celle que présente alternativement chaque transistor pendant la demi-période où il conduit.

Pour déterminer la valeur de la résistance d'entrée de l'étage il faut faire quelques remarques. Avant toute chose, il faut dire que la résistance Re est définie comme étant le rapport entre la tension Ve délivrée par un demi-enroule-ment du secondaire du transformateur d'entrée et le courant Ib qui traverse le circuit de base d'un des transistors.

En supposant que l'on ne considère que la seule alternance pendant laquelle TR1 conduit, on fera le calcul au moment où Ib1, atteint sa valeur maximum : Ib1 = 4 mA, comme il résulte de la construction de la figure 5. Dans ces conditions, la valeur Vb de la tension de base atteint son maximum : Vbp  = 0,24V.

En reprenant l'examen du schéma de l'étage (redessiné à la figure 8), on notera que le courant de commande de la base de TR1 circule suivant les flèches de la figure : jonction base - émetteur de TR1, secondaire S1 du transformateur d'entrée, résistance R3, résistance Re.

Le secondaire S1 devra donc délivrer une tension dont la valeur maximum Vep est plus grande que Vbp1, puisqu'elle doit compenser la chute de tension aux bornes de R3 et de Re. Elle devra être :

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Vep = Vbp1 + Vrp+Vep

La chute de tension Vrp aux bornes de R3 est immédiate :

Vrp=Ibp1xR3=4mAx33=132mV=0,132V

La chute de tension Vep se calcule de la même manière, en se rappelant toutefois que la résistance Re n'est pas seulement traversée par le courant de base Ib1, mais aussi par celui du collecteur Ic1 (voir les flèches de la figure 8). On a donc :

Vep=(Ibp1+Icp1)xRe = (4mA+280mA)x4,7 = 284mAx4,7 = 1334mV = 1,334V

On a enfin:

Vep=Vbp1+Vrp+Vep = 0,24+0,132+1,334 = 1,706V

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La résistance d'entrée de l'étage est donc :

Ceci est donc la valeur de la résistance que présente chaque transistor pendant l'alternance où il conduit : c'est-à-dire la valeur de la résistance sur laquelle sont fermées alternativement les deux moitiés du secondaire Te.

On peut maintenant déterminer le rapport de transformation "ne" que devra avoir le transformateur d'entrée. En supposant que l'on puisse négliger les résistances des enroulements primaire et secondaire et que la résistance de charge dynamique del'étage driver doit être par exemple :

Le nombre de spires du primaire devra donc être quatre fois plus grand que le nombre de spires d'un demi-enroulement du secondaire.

Pour piloter l'étage final de la figure 6, le secondaire de Te devra délivrer une tension maximum égale à Vep = 1,706 V avec un courant maximum égal à Ibp = 4 mA, ce qui signifie que les valeurs maxima des composantes alternatives de tension et de courant de collecteur de l'étage pilote (driver) devront être respectivement de :

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Vcp = Vep x ne = 1,706 x 4 = 6,824V

Icp = Ibp / ne = 4/4 = 1mA

Ceci étant les valeurs de crête de la tension et du courant (supposés sinusoïdaux), la puissance nécessaire pour piloter l'étage final sera donnée par la formule :

C'est donc la puissance que devra délivrer l'étage pilote.

Avec cet exemple numérique, nous avons complètement terminé l'étude des amplificateurs de puissance push-pull, classe B ou AB, utilisés couramment en radio. Ces amplificateurs peuvent être de puissance plus grande ou plus petite que celle considérée dans l'exemple numérique, le principe de fonctionnement restera toujours le même.

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REPONSE AUX EXERCICES DE REVISION DE LA 20ème LECON THEORIQUE

1°- Dans un étage push-pull, on doit utiliser deux transistors identiques.

2°- Parce que ces alternances sont délivrées respectivement par l'un puis par l'autre transistor qui travaillent dans les mêmes conditions.

3°- Dans un étage amplificateur classe B , les deux transistors sont polarisés tous les deux au cut-off.

4°- Aucune  puisque les deux transistors sont polarisés au cut-off.

5°- Non, ils conduisent alternativement : l'un pendant l'alternance négative, l'autre pendant l'alternance positive.

6°- Oui, en utilisant un haut-parleur à impédance élevée et qui comprend une bobine avec une prise centrale, ou bien en utilisant un schéma où les deux transistors ne sont plus branchés en opposition de phase mais en série.

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7°- Parce qu'il est pratiquement impossible d'obtenir un transistor N P N et un P N P de caractéristiques identiques.

8°- La puissance dissipée sur les collecteurs des transistors dans un étage classe B, atteint sa valeur maximum quand l'amplitude Icp du courant de collecteur est égale à 0,636 fois Icmax.

9°- Parce que le point de fonctionnement ne reste pas dans la zone "interdite" mais y transite uniquement pendant l'alternance où le transistor conduit.

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EXERCICES DE REVISION SUR LA 21ème LECON THEORIQUE

1°- Qu'appelle-t-on caractéristique  "composée" ?

2°- Pourquoi fait-on travailler les transistors d'un étage de sortie push-pull en classe AB et non en classe B ?

3°- Pourquoi ne peut-on pas mettre de condensateur d'émetteur dans un étage push-pull ne fonctionnant pas en classe A ?

4°- Est-ce que la caractéristique composée est parfaitement symétrique par rapport au point de repos ?

5°- Dans un étage de sortie push-pull, lorsqu'un transistor est au cut-off, la tension de son collecteur reste-t-elle constante ?

6°- Pour une tension d'alimentation de 9 V, quelle serait la tension maximum de collecteur atteinte ?

Théorique 21 TR

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7°- Dans un étage de sortie, faut-il s'imposer au primaire du transformateur d'entrée la forme de la tension ou celle du courant ?

8°- Qu'appelle-t-on "distorsions initiales" ?

9°- Comment peut-on éviter ces "distorsions initiales" ?

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